一种通信下行同步方法及系统与流程

1.本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种通信下行同步方法及系统。


背景技术：

2.在5g(5th generation mobile networks，第五代移动通信系统)通信中，可支持多个频段，包括支持15khz、30khz、60khz、120khz、240khz的灵活子载波间隔配置，支持fr1(frequency range 1，频率范围1)(450mhz～6000mhz)、fr2(frequency range 2，频率范围2)(24250mhz～52600mhz)的载波频率范围，最大支持100mhz(fr1)、400mhz(fr2)的大带宽，同时支持1008个小区，这些特点使得5g移动通信的下行同步更为复杂。
3.特别地，5g下行使用ofdm(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)技术，但是由于其高载波频率、高带宽，采样率甚高，需处理的数据量甚大，导致5g下行对频偏更为敏感，尤其高速运动带来的大频偏对下行同步带来更大的挑战。
4.5g下行同步是5g终端与基站通信的第一步，非常重要。5g下行同步由ssb(synchronization signal and pbch block，同步信号和pbch块)块组成，包括主同步信号pss(primary synchronization signal)、辅同步信号sss(secondary synchronization signal)、pbch(physical broadcast channel，物理广播信道)及pbch dmrs(pbch demodulation reference signals，物理广播信道解调参考信号)。一个ssb固定占20个rb(resource block，资源块)，位置是灵活的，不一定在频谱中心。子载波间隔和频段不同，一个无线帧中包含的ssb的数量不同，每个ssb的起始时频位置也不同。5g下行同步需正确解析ssb，获取精确的帧头位置，完成下行同步。


技术实现要素：

5.本发明提供一种通信下行同步方法及系统，用以解决现有技术中频偏对通信系统下行同步准确度存在影响的缺陷。
6.第一方面，本发明提供一种通信下行同步方法，包括：
7.将接收数据进行频域变换，产生本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；
8.对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；
9.从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；
10.基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；
11.确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
12.第二方面，本发明还提供一种通信下行同步系统，包括：
13.第一处理模块，用于将接收数据进行频域变换，获取本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；
14.第二处理模块，用于对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；
15.第三处理模块，用于从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；
16.第四处理模块，用于基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；
17.第五处理模块，用于确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
18.第三方面，本发明还提供一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如上述任一种所述通信下行同步方法的步骤。
19.第四方面，本发明还提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现如上述任一种所述通信下行同步方法的步骤。
20.第五方面，本发明还提供一种计算机程序产品，包括计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上述任一种所述通信下行同步方法的步骤。
21.本发明提供的通信下行同步方法及系统，通过解决频偏对通信系统下行同步准确度的影响，提高抗频偏和抗干扰能力，提升下行同步的速度和效率。
附图说明
22.为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
23.图1是本发明提供的通信下行同步方法的流程示意图之一；
24.图2是本发明提供ssb的时域结构框图；
25.图3为snr计算框图；
26.图4是本发明提供的通信下行同步方法的流程示意图之二；
27.图5是本发明提供的通信下行同步系统的结构示意图；
28.图6是本发明提供的电子设备的结构示意图。
具体实施方式
29.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳
动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
30.图1是本发明提供的通信下行同步方法的流程示意图之一，如图1所示，包括：
31.s1，将接收数据进行频域变换，产生本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；
32.s2，对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；
33.s3，从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；
34.s4，基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；
35.s5，确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
36.具体地，本发明首先将接收数据进行频域变换，产生本地主同步信号pss频域序列，将该本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；再对pss时域数据进行预设倍数m倍抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；从pss起始位置取数并去除循环前缀和频域变换，获得ssb频域数据；基于ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设crc条件的pbch得到偏移列表；确定偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，由最终频偏值和最终帧头位置完成下行同步。
37.本发明通过解决频偏对通信系统下行同步准确度的影响，提高抗频偏和抗干扰能力，提升下行同步的速度和效率。
38.基于上述实施例，该方法步骤s1包括：
39.将所述接收数据进行快速傅里叶变换，通过频谱分析确定ssb频偏范围；
40.将ssb频域数据搬移至频谱中心，基于所述ssb频偏范围进行频域滤波，获得所述本地pss频域序列；
41.将所述本地pss频域序列进行快速傅里叶逆变换，得到所述pss时域数据。
42.具体地，将接收数据变换到频域，将其中的下行同步信号搬移到频谱中心，频域滤波后变换到时域，再进行m倍抽取；
43.此处，将接收数据变换到频域，进行频谱分析，确定ssb的频偏范围δf hz；将ssb频域数据搬移到频谱中心，进行频域滤波，消除部分噪声及干扰。考虑到存在频偏，故在ssb频域数据的左边或者右边多留δf hz带宽的数据，以保证ssb数据的完整性；
44.将频域滤波后的接收数据变换到时域，并将该时域数据进行m倍抽取；
45.这里的δf为一个区间，假设为[scs*a,scs*b]，其中scs为子载波间隔，单位为hz，a,b为整数，b>a；m取值可以为{8,16,32,64}，对应采样率为：{15.36,7.68,3.84,1.92}mhz。
[0046]
产生本地pss频域序列，ifft变换到时域，然后对pss时域数据进行m倍抽取。
[0047]
这里的pss时域数据抽取倍数必须与接收时域数据抽取倍数相同。
[0048]
基于上述任一实施例，该方法中步骤s2包括：
[0049]
确定预设频偏步进，基于所述预设频偏步进确定整数倍频偏估计循环次数；
[0050]
采用第一个整数倍频偏估计值对本地降采样pss时域序列进行频偏补偿，将频偏补偿后的pss时域序列与降采样后的接收时域数据进行相关运算，获得pss时域起始位置；
[0051]
基于所述pss时域起始位置得到小数倍频偏估计值，由整数倍频偏估计值和小数倍频偏估计值求和得到总频偏值；
[0052]
基于所述总频偏值分别对接收降采样数据和接收全采样数据进行频偏补偿；
[0053]
对频偏补偿后的接收降采样数据进行pss搜索，得到pss时域位置和物理层小区id组内id值
[0054]
将所述pss时域位置恢复为全采样时的pss位置索引值，在频偏补偿后的接收全采样数据中的pss位置索引值前后滑动若干个点，构成若干个滑动窗，基于所述若干个滑动窗与本地全采样pss时域序列进行运算；
[0055]
由pss搜索到的最大相关值对应的索引得到所述pss起始位置。
[0056]
具体地，在前述实施例的基础上进入整数倍频偏估计、频偏补偿循环，循环取值i＝1:n；
[0057]
此处，设置频偏步进step，从而确定整数倍频偏估计的循环次数n；此时，δf＝scs*(a:step:b)，n＝length(δf)。
[0058]
使用第i个整数倍频偏(对应整数倍频偏值为f_inter)对m倍抽取后的本地pss时域序列进行频偏补偿后进行pss搜索，得到pss的时域起始位置pss_index1；
[0059]
此处，使用第i个整数倍频偏(对应整数倍频偏值为f_inter＝δf(i))，对本地降采样pss时域序列进行频偏补偿；将频偏补偿后的pss时域序列与降采样后的接收时域数据进行相关运算，最大相关峰对应的索引，即为pss的时域起始位置pss_index1。
[0060]
接下来是小数倍频偏估计：将pss符号的cp与pss符号末尾的一段数据进行共轭相乘，然后依次进行求和，再求相位，相位取反，再乘以scs/(2*π)，即为小数倍频偏值f_decimal。到此为止，本次的频偏估计值f_offset1＝f_inter f_decimal；
[0061]
可以理解的是，选取小数倍频偏计算的数据长度datalen；
[0062]
datalen＝floor(shortcp/(α*m))
[0063]
其中，shortcp为全采样时短cp的长度，特别地，scs＝30khz，带宽为100mhz时shortcp为288。m为抽取倍数，α为调节因子，为正整数，视m值进行调节。当α＝1时，
[0064]
datalen＝floor(shortcp/m)
[0065]
小数倍频偏f_decimal的计算过程为：
[0066]
start＝pss_index1
‑
datalen
[0067]
cpdata1＝rxdatam1(start (0:datalen
‑
1))
[0068]
cpdata2＝rxdatam1(start fft1 (0:datalen
‑
1))
[0069]
cor1＝cpdata1.*conj(cpdata2)
[0070]
cor2＝sum(cor1)
[0071]
f
decimal
＝floor(
‑
scs*angle(cor2)/(2*π))
[0072]
其中，pss_index1为前述得到的，rxdatam1为m倍降采样后的接收时域数据，fft1
为当前(scs,带宽)对应的fft点数/m(特别地，scs为30khz，带宽为100mhz，则：fft＝4096，fft1＝fft/m)，scs为子载波间隔，其值为{15k,30k,60k,120k,240k}hz；
[0073]
再进行频偏补偿：用估计出的频偏值对接收的降采样时域数据进行频偏补偿；用估计出的频偏值对接收的全采样时域数据进行频偏补偿；
[0074]
对频偏补偿后的接收降采样数据进行pss搜索，得到pss时域位置r1及
[0075]
精同步搜索：得到精同步后pss的起始位置值pss_start。
[0076]
基于上述任一实施例，该方法步骤s3包括：
[0077]
从所述pss起始位置开始提取至少包含一个ssb的数据，去除循环前缀和快速傅里叶变换，变换到频域，从接收频域数据中提取当前ssb频域数据；
[0078]
从所述当前ssb频域数据提取辅同步信号sss频域数据，进行sss搜索，得到物理层小区id组值基于所述值和所述值得到物理小区id值
[0079]
从所述当前ssb频域数据中提取接收pbch dmrs频域数据进行盲搜，得到
[0080]
具体地，在前述实施例的基础上，从pss_start开始取数，进行去cp，fft，从接收频域数据中取出当前ssb频域数据；
[0081]
需要说明的是，将得到的pss时域位置r1恢复为全采样时的pss时域位置pss_index，其方法为：pss_index＝(r1
‑
1)*m 1；
[0082]
在频偏补偿后的接收全采样数据中的pss起始位置pss_index前后滑动n1个点，组成2*n1 1的滑动窗，与本地全采样pss时域序列进行相关运算；
[0083]
由最大相关值对应的索引ind推算出精同步后pss的起始位置pss_start＝pss_index pos(ind)，其中pos＝
‑
n1 1:1:n1，n1可取16或32。
[0084]
再进行sss搜索：从取出的ssb频域数据中取出sss的频域数据，进行sss搜索，得到至此，小区pci已解出，即
[0085]
进行盲搜从得到的ssb频域数据中取出pbch dmrs频域数据pbchdmrsrx，进行pbch dmrs搜索，得到
[0086]
基于上述任一实施例，该方法步骤s4包括：
[0087]
产生本地pbch dmrs频域数据，将所述本地pbch dmrs频域数据和所述接收pbch dmrs频域数据进行共轭运算以及相位计算，得到pbch频偏估计值；
[0088]
对所述pbch频偏估计值对应的pbch信道采用最小二乘法ls估计后进行线性内插，采用最小均方误差mmse进行均衡，并采用snr计算；
[0089]
对pbch进行正交相移键控qpsk解调制、解扰、解速率匹配、polar译码和解crc，得到解调结果；
[0090]
若所述解调结果满足所述预设crc条件，则进一步对所述解调结果进行预设协议解扰、解交织、解主信息块mib信息，得到ssb索引值和半帧指示，由所述ssb索引值和所述半帧指示得到帧头位置，由所述帧头位置、snr值和频偏值构建所述频偏列表，否则从下一个整数倍频偏开始进行频偏估计和频偏补偿循环。
[0091]
其中，所述snr计算，包括：
[0092]
从所述接收pbch dmrs频域数据中取出符号1上的数据或符号3上的数据，从所述本地pbch dmrs频域数据提取符号1上的数据和符号3上的数据；
[0093]
对所述本地pbch dmrs符号1上的数据和符号3上的数据求平均，得到平均值；
[0094]
由所述平均值减去所述本地pbch dmrs符号1上的数据，得到噪声值；
[0095]
由所述接收pbch dmrs符号1上的频域数据或符号3上的频域数据减去所述噪声值，得到信号值；
[0096]
分别计算得到所述噪声值和所述信号值的平均功率，由所述信号值的平均功率除以所述噪声值的平均功率，得到所述snr。
[0097]
特别说明的是，这里pbch dmrs符号1、2、3指的是pbch dmrs在ssb中的相对编号。其中pss在ssb的符号0上，sss在ssb的符号2上，pbch和pbch dmrs在ssb的符号1，2，3上，如图2所示；
[0098]
具体地，在前述实施例的基础上，进行pbch频偏估计，频偏补偿；
[0099]
这里的pbch频偏估计，得到频偏为f_offset2；
[0100]
其中，频偏估计使用pbch dmrs进行频偏估计，其步骤为：
[0101]
本地产生pbch dmrs频域数据pbchdmrsref；
[0102]
将接收pbch dmrs频域数据pbchdmrsrx与本地pbch dmrs频域数据pbchdmrsref做相关运算：
[0103]
cor11＝pbchdmrsrx.*conj(pbchdmrsref)
[0104]
结果求和：
[0105]
cor22＝sum(cor11)
[0106]
计算相位，推出频偏f_offset2：
[0107]
f_offset2＝floor(
‑
scs*angle(cor22)/(2*π))
[0108]
其中，pbchdmrsrx为得到的pbch dmrs接收频域数据；
[0109]
计算精准频偏f_offset＝f_offset1 f_offset2；
[0110]
使用f_offset2对pbch进行频偏补偿
[0111]
pbch信道估计、均衡，snr计算；pbch解qpsk调制，解扰；解速率匹配、polar译码、解crc；
[0112]
pbch信道估计；信道估计使用ls估计后线性内插得到；均衡：均衡使用mmse算法；snr计算；pbch解qpsk调制，解扰；pbch解速率匹配、polar译码、解crc。
[0113]
其中，snr计算包括以下步骤，如图3所示：
[0114]
从得到的接收pbch dmrs频域数据中取出符号1的数据dmrsrxsym1或者取出符号3的数据dmrsrxsym3，从得到的本地pbch dmrs频域数据pbchdmrsref中取出符号1和符号3的数据dmrsestssym1和dmrsestssym3；
[0115]
对本地符号1和符号3上的数据求平均：
[0116]
dmrsestssym1and3＝[dmrsestssym1(:)dmrsestssym3(:)]
[0117]
data1＝mean(dmrsestssym1and3,2)
[0118]
计算噪声：
[0119]
noise＝data1
‑
dmrsestssym1
[0120]
计算信号：
[0121]
signal＝dmrsrxsym1
‑
noise
[0122]
计算信号与噪声的平均功率：
[0123]
ps＝mean(abs(signal).^2)
[0124]
pn＝mean(abs(noise).^2)
[0125]
计算信噪比snr
[0126]
snr＝10*log10(ps/pn)db
[0127]
如果crc通过，则继续解扰ts38.212、解交织、解mib信息，得到ssbindex和半帧指示，由ssbindex和半帧指示推算出帧头位置，并将此时的snr值、频偏值f_offset、帧头位置存入列表中，从下一个整数倍频偏开始，重复执行前述过程，直至循环结束；反之，如果crc没通过，从下一个整数倍频偏开始，重复执行前述过程，直至循环结束；
[0128]
待循环结束，若列表不为空，则比较列表中所有snr值，选择最大snr值对应的频偏值f_offset作为最终的频偏值，选择最大snr值对应的帧头位置作为最终的帧头位置，从而完成下行同步；反之，同步失败。
[0129]
下面以具体的实施例来进一步说明本发明的完整方案，整体过程如图4所示：
[0130]
s1：将接收数据变换到频域，进行频谱分析，将ssb频域数据搬移到频谱中心，进行频域滤波后变换到时域，再进行m倍抽取；
[0131]
其中步骤s1包括以下子步骤：
[0132]
s1.1：将接收数据变换到频域，进行频谱分析，确定ssb的频偏范围δf hz；
[0133]
s1.2：将ssb频域数据搬移到频谱中心，进行频域滤波。考虑到存在频偏，故在ssb频域数据的左边或者右边多留δf hz带宽的数据，以保证ssb数据的完整性；
[0134]
s1.3：将频域滤波后的接收数据变换到时域，并将该时域数据进行m倍抽取；
[0135]
其中，s1.1中的δf为一个区间，假设为[scs*a,scs*b]，其中scs为子载波间隔，单位为hz，a,b为整数，b>a。
[0136]
其中，s1.3中的m取值可以为{8,16,32,64}，对应采样率为：{15.36,7.68,3.84,1.92}mhz。
[0137]
s2：产生本地pss频域序列，ifft变换到时域，然后对pss时域数据进行m倍抽取；
[0138]
s3：进入整数倍频偏估计、频偏补偿循环，循环取值i＝1:n；
[0139]
其中s3包括以下子步骤：
[0140]
s3.1：设置频偏步进step，从而确定整数倍频偏估计的循环次数n；
[0141]
此时，δf＝scs*(a:step:b)，n＝length(δf)
[0142]
s3.2：进入整数倍频偏估计、频偏补偿循环，循环取值i＝1:n
[0143]
s4：pss搜索；
[0144]
其中步骤s4包括以下子步骤：
[0145]
s4.1：使用第i个整数倍频偏(对应整数倍频偏值为f_inter＝δf(i))，对本地降采样pss时域序列进行频偏补偿；
[0146]
s4.2：pss搜索：将频偏补偿后的pss时域序列与降采样后的接收时域数据进行相关运算，最大相关峰对应的索引，即为pss的时域起始位置pss_index1；
[0147]
s5：小数倍频偏估计。将pss符号的cp与pss符号末尾的一段数据进行共轭相乘，然后依次进行求和，再求相位，相位取反，再乘以scs/(2*π)，即为小数倍频偏值f_decimal。到
此为止，本次的频偏估计值f_offset1＝f_inter f_decimal；
[0148]
其中步骤s5包括以下子步骤：
[0149]
s5.1：小数倍频偏估计，得到小数倍频偏估计值f_decimal；
[0150]
s5.2：计算总频偏值f_offset1＝f_inter f_decimal；
[0151]
其中步骤s5.1小数倍频偏估计的算法包括以下子步骤：
[0152]
s5.1.1：选取小数倍频偏计算的数据长度datalen；
[0153]
datalen＝floor(shortcp/(α*m))
[0154]
其中，shortcp为全采样时的短cp的长度，特别地，scs＝30khz，带宽为100mhz时shortcp为288。m为抽取倍数，α为调节因子，为正整数，视m值进行调节。当α＝1时，
[0155]
datalen＝floor(shortcp/m)
[0156]
s5.1.2：小数倍频偏f_decimal的计算过程为：
[0157]
start＝pss_index1
‑
datalen
[0158]
cpdata1＝rxdatam1(start (0:datalen
‑
1))
[0159]
cpdata2＝rxdatam1(start fft1 (0:datalen
‑
1))
[0160]
cor1＝cpdata1.*conj(cpdata2)
[0161]
cor2＝sum(cor1)
[0162]
f_decimal＝floor(
‑
scs*angle(cor2)/(2*π))
[0163]
其中，pss_index1为s4.2步得到的，rxdatam1为m倍降采样后的接收时域数据，fft1为当前(scs,带宽)对应的fft点数/m(特别地，scs为30khz，带宽为100mhz，则：fft＝4096，fft1＝fft/m)，scs为子载波间隔，其值为{15k,30k,60k,120k,240k}hz；
[0164]
s6：频偏补偿。用估计出的频偏值对接收的降采样时域数据进行频偏补偿；用估计出的频偏值对接收的全采样时域数据进行频偏补偿；
[0165]
s7：对频偏补偿后的接收降采样数据进行pss搜索，得到pss时域位置r1及
[0166]
s8：精同步搜索，得到精同步后pss的起始位置pss_start；
[0167]
其中步骤s8包括以下子步骤：
[0168]
s8.1：将s7得到的pss时域位置r1恢复为全采样时的pss时域位置pss_index，其方法为：pss_index＝(r
‑
1)*m 1；
[0169]
s8.2：在频偏补偿后的接收全采样数据(s6步输出)中的pss起始位置pss_index前后滑动n1个点，组成2*n1 1的滑动窗，与本地全采样pss时域序列进行相关运算；
[0170]
s8.3：由最大相关值对应的索引ind推算出精同步后pss的起始位置pss_start＝pss_index pos(ind)，其中pos＝
‑
n1 1:1:n1，n1可取16或32；
[0171]
特别说明的是，从步骤s8开始，进入全采样数据处理过程。
[0172]
s9：从pss_start开始取数，进行去cp，fft，从接收频域数据中取出当前ssb频域数据；
[0173]
s10：sss搜索。从取出的ssb频域数据中取出sss的频域数据，进行sss搜索，得到至此，小区pci已解出，即至此，小区pci已解出，即
[0174]
s11：盲搜从步骤s9中得到的ssb频域数据中取出pbch dmrs频域数据
pbchdmrsrx，进行pbch dmrs搜索，得到
[0175]
s12：pbch频偏估计，频偏补偿；
[0176]
其中，步骤s12包括以下子步骤：
[0177]
s12.1：pbch频偏估计，得到频偏为f_offset2；
[0178]
s12.2：计算精准频偏f_offset＝f_offset1 f_offset2；
[0179]
s12.3：使用f_offset2对pbch进行频偏补偿；
[0180]
其中步骤s12.1频偏估计使用pbch dmrs进行频偏估计，其步骤为：
[0181]
s12.1.1：本地产生pbch dmrs频域数据pbchdmrsref；
[0182]
s12.1.2：将接收pbch dmrs频域数据与本地pbch dmrs频域数据做相关运算：
[0183]
cor11＝pbchdmrsrx.*conj(pbchdmrsref)
[0184]
s12.1.3：结果求和：
[0185]
cor22＝sum(cor11)
[0186]
s12.1.4：计算相位，推出频偏f_offset2：
[0187]
f_offset2＝floor(
‑
scs*angle(cor22)/(2*π))
[0188]
其中，pbchdmrsrx为s11步得到的pbch dmrs接收频域数据；
[0189]
s13：pbch信道估计、均衡，snr计算；pbch解qpsk调制，解扰；解速率匹配、polar译码、解crc；
[0190]
其中，步骤s13包括以下子步骤：
[0191]
s13.1：pbch信道估计；信道估计使用ls估计后线性内插得到；
[0192]
s13.2：均衡；均衡使用mmse算法；
[0193]
s13.3：snr计算；
[0194]
s13.4：pbch解qpsk调制，解扰；
[0195]
s13.5：pbch解速率匹配、polar译码、解crc；
[0196]
其中步骤s13.3 snr计算如图2所示，包括以下子步骤：
[0197]
s13.3.1：从s11步得到的接收pbch dmrs频域数据中取出符号1的数据dmrsrxsym1或者取出符号3的数据dmrsrxsym3，从s12.1.1步得到的本地pbch dmrs频域数据pbchdmrsref中取出符号1和符号3的数据dmrsestssym1和dmrsestssym3；
[0198]
s13.3.2：对本地符号1和符号3上的数据求平均；
[0199]
dmrsestssym1and3＝[dmrsestssym1(:)dmrsestssym3(:)]
[0200]
data1＝mean(dmrsestssym1and3,2)
[0201]
s13.3.3：计算噪声；
[0202]
noise＝data1
‑
dmrsestssym1
[0203]
s13.3.4：计算信号；
[0204]
signal＝dmrsrxsym1
‑
noise
[0205]
s13.3.5：计算信号与噪声的平均功率；
[0206]
ps＝mean(abs(signal).^2)
[0207]
pn＝mean(abs(noise).^2)
[0208]
s13.3.6：计算信噪比snr；
[0209]
snr＝10*log10(ps/pn)db
[0210]
特别说明的是，这里pbch dmrs符号1、2、3指的是pbch dmrs在ssb中的相对编号。其中pss在ssb的符号0上，sss在ssb的符号2上，pbch和pbch dmrs在ssb的符号1，2，3上；
[0211]
s14：如果crc通过，则继续解扰ts38.212、解交织、解mib信息，得到ssbindex和半帧指示，由ssbindex和半帧指示推算出帧头位置，并将此时的snr值、频偏值f_offset、帧头位置存入列表中，从下一个整数倍频偏开始，依次进行步骤s3～s14，直至循环结束；反之，如果crc没通过，从下一个整数倍频偏开始，依次进行步骤s3～s14，直至循环结束；
[0212]
s15：循环结束，若列表不为空，则：比较列表中所有snr值，选择最大snr值对应的频偏值f_offset作为最终的频偏值，选择最大snr值对应的帧头位置作为最终的帧头位置，从而完成下行同步；反之，同步失败。
[0213]
本发明提供的移动通信系统下行快速同步方法，解决了频偏对通信系统下行同步准确度的影响，提高抗频偏和抗干扰能力，提升下行同步的速度和效率。
[0214]
下面对本发明提供的通信下行同步系统进行描述，下文描述的通信下行同步系统与上文描述的通信下行同步方法可相互对应参照。
[0215]
图5是本发明提供的通信下行同步系统的结构示意图，如图5所示，包括：第一处理模块51、第二处理模块52、第三处理模块53、第四处理模块54和第五处理模块55，其中：
[0216]
第一处理模块51用于将接收数据进行频域变换，获取本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；第二处理模块52用于对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；第三处理模块53用于从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；第四处理模块54用于基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；第五处理模块55用于确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
[0217]
本发明通过解决频偏对通信系统下行同步准确度的影响，提高抗频偏和抗干扰能力，提升下行同步的速度和效率。
[0218]
图6示例了一种电子设备的实体结构示意图，如图6所示，该电子设备可以包括：处理器(processor)610、通信接口(communications interface)620、存储器(memory)630和通信总线640，其中，处理器610，通信接口620，存储器630通过通信总线640完成相互间的通信。处理器610可以调用存储器630中的逻辑指令，以执行通信下行同步方法，该方法包括：将接收数据进行频域变换，获取本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
[0219]
此外，上述的存储器630中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：u盘、移动硬盘、只读存储器(rom，read
‑
only memory)、随机存取存储器(ram，random access memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0220]
另一方面，本发明还提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机程序，计算机程序可存储在非暂态计算机可读存储介质上，所述计算机程序被处理器执行时，计算机能够执行上述各方法所提供的通信下行同步方法，该方法包括：将接收数据进行频域变换，获取本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
[0221]
又一方面，本发明还提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现以执行上述各方法提供的通信下行同步方法，该方法包括：将接收数据进行频域变换，获取本地主同步信号pss频域序列，将所述本地pss频域序列反变换至时域，得到pss时域数据；对所述pss时域数据进行预设倍数抽取，对抽取后的pss时域数据进行频偏估计、频偏补偿循环、pss搜索和精同步搜索，得到pss起始位置；从所述pss起始位置进行取数并去除循环前缀和频域变换，获得同步信号块ssb频域数据；基于所述ssb频域数据进行物理广播信道pbch频偏估计和频偏补偿，进行pbch信道估计、均衡、信噪比snr计算和预设调制解扰，由满足预设循环冗余编码crc条件的pbch得到偏移列表；确定所述偏移列表中最大snr值对应的频偏值为最终频偏值，所述最大snr值对应的帧头位置为最终帧头位置，基于所述最终频偏值和所述最终帧头位置完成下行同步。
[0222]
以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
[0223]
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如rom/ram、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施
例或者实施例的某些部分所述的方法。
[0224]
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。