一种光纤陀螺本征频率在线自动跟踪的方法与流程

1.本发明属于光纤陀螺技术领域，尤其涉及一种光纤陀螺本征频率在线自动跟踪的方法。


背景技术：

2.光纤陀螺是一种基于sagnac效应的角速率传感器，由于其工艺相对简单、抗冲击性强、动态范围大、体积小、测量精度高等特点，已广泛应用于卫星、导弹、船舶及潜艇导航等领域。
3.然而，相比激光陀螺，光纤陀螺的标度因数稳定性较差。这是因为光纤陀螺的标度因数受到光纤环长度、光纤环直径、达到探测器的光的中心波长、铌酸锂集成光学器件的半波电压、光源的光强等多种因素的影响，这些影响因素会随着其所处的物理环境的变化而变化，如温度、湿度、磁场等。此外，光纤陀螺的许多噪声都因为反向传播的两束光经过了相同的物理场而对消，但是由于(1)内部时钟的分辨率不够小导致设定的本征频率与实际的本征频率不相等(2)因为物理场的变化导致的实际的本征频率的改变，电路或调制器的非线性引起的寄生在调制信号上的偶次谐波分量无法完全对消，这会使干涉响应出现等价于附加偏置的奇次谐波分量，从而影响输出精度。


技术实现要素：

4.为了解决上述已有技术存在的不足，本发明提出一种基于偶倍频正弦波的适用于四态调制的本征频率在线自动跟踪方法，在传统四态调制的基础上，使数字系统内部的本征频率与实际本征频率保持一致，从而为光纤环长度和标度因数稳定性解耦提供关键数据，并减小寄生在输出角速率上的偏置，本发明的具体技术方案如下：
5.一种光纤陀螺本征频率在线自动跟踪的方法，所述方法包括以下步骤：
6.s1：离线粗测本征频率f
e
，计算与本征频率f
e
成正比的相位控制字；
7.s2：逻辑处理器中的直接数字频率合成器根据相位控制字输出两路信号，分别为正弦相位信号和四态调制方波信号，其中，正弦相位信号的频率为8*m*f
e
，四态调制方波信号的频率为本征频率，正弦相位信号的相位为π的整数倍的时刻与四态调制方波信号的状态转换时刻一致，m为正整数；
8.s3：将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号处理后作用于铌酸锂集成光学器件上，对敏感环反向传播的两束光进行相位调制；
9.s4：经过相位调制的两束反向传播的光干涉后经由光电耦合器、光电探测器接收并转换为电压信号，经过隔直、去尖选通、前置放大、差分放大后进入模数转换器，转为数字信号输入逻辑处理器；
10.s5：逻辑处理器对接收的数字信号解调；
11.s6：循环执行步骤s1
‑
s5直至数字系统的本征频率跟随光纤陀螺实际本征频率。
12.进一步地，所述步骤s3的具体过程为：
13.如果铌酸锂集成光学器件为单电极配置，则将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号叠加得到总调制信号，将总调制信号经过数模转换器转换为两路差分的模拟调制电压信号，经过放大后作用于铌酸锂集成光学器件上；
14.如果铌酸锂集成光学器件为双电极配置，则将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号分别经过数模转换器各自转换为两路差分的模拟调制电压信号，经过放大后作用于铌酸锂集成光学器件上。
15.进一步地，所述步骤s5的具体过程为：
16.s5
‑
1：通过本征频率解调得到与数字系统本征频率和实际本征频率二者的差成正比的解调值；
17.s5
‑
2：将步骤s5
‑
1得到的解调值作用于逻辑处理器的直接数字频率合成器的相位控制字以调整数字系统的本征频率。
18.进一步地，所述步骤s5
‑
1中的本征频率解调过程的参考信号是与步骤s2输出的正弦相位信号同频率的余弦相位信号，其中，余弦相位信号是根据逻辑处理器的直接数字频率合成器的相位的数字量得到，余弦相位信号的相位为π的整数倍的时刻与四态调制方波信号的状态转换时刻一致。
19.进一步地，所述步骤s5
‑
1的本征频率解调，对于四态调制方波信号，四种状态对应的相位差分别为a，(2π
‑
a)，
‑
a，
‑
(2π
‑
a)，其中，a为处于(0，π)区间的实数，解调方法为：
20.对处于四态中(2π
‑
a)，
‑
a状态下的的逻辑处理器接收到的数字信号，若参考信号幅值≥0，则累加，反之累减；
21.对处于四态中a，
‑
(2π
‑
a)状态下的逻辑处理器接收到的数字信号，若参考信号幅值≥0，则累减，反之累加；
22.解调值是多个四态调制方波信号周期下累加值的平均值的移位数据或累减值的平均值的移位数据。
23.进一步地，由于信号经过去尖选通，在所述步骤s5
‑
1的中，只在四态调制方波信号中的每个方波状态的中间时段进行本征频率解调，不解调时段由参考信号即余弦相位信号的相位确定。
24.进一步地，在所述步骤s5
‑
1的中，不解调时段为正弦相位信号周期的正整数倍，且关于四态调制方波信号中每个方波状态的中间时刻对称。
25.进一步地，不解调时段为四态调制中每个方波状态下参考信号的相位首次处于(0，π)区间以及最后一次处于(π，2π)区间的时间段。
26.进一步地，所述方法内部的逻辑至少由三种时钟驱动，分别是晶振时钟f
osc
，模数转换器采样时钟f
ad
，直接数字频率合成器驱动时钟f
dds
，直接数字频率合成器根据频率控制字生成对应频率的数字正弦波，模数转换器采样时钟f
ad
是由数字正弦波的相位的数字量生成，角速度解调与本征频率解调均工作在模数转换器采样时钟f
ad
下。
27.本发明的有益效果在于：
28.1.本发明使系统本征频率精确跟踪实际本征频率，通过直接读取系统本征频率可以在后续的操作中修正标度因数，为标度因数稳定性和光纤长度解耦提供关键数据，基本消除了由于温度、湿度等物理环境改变引起的光纤环长度变化导致的标度因数不稳定。
29.2.本发明兼容光纤陀螺的四态调制技术，不改变四态调制方波的形状与占空比，
不影响标准的四态调制的正常运行，基本不影响光纤陀螺第一闭环与光纤陀螺第二闭环的正常工作。
30.3.本发明的逻辑处理器内部时钟的频率分辨率相比基于数字时钟管理模块分频的方案更小，能够更准确地追踪贴近实际本征频率，从而减小寄生在调制信号上的偶次谐波分量。
31.4.本发明兼容光纤陀螺去尖选通技术，利用正弦信号的周期性，在每个四态调制的单个方波的首尾时间段不进行角速度与本征频率解调，如果不解调的首尾时间段是关于每个四态方波的中间时刻对称的，且不解调总的时间之和是正弦信号的周期的正整数倍，则去尖选通不影响角速率解调与本征频率解调。
附图说明
32.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，可以根据这些附图获得其他的附图。其中：
33.图1为本发明中光纤陀螺光路与电路结构示意图；
34.图2为正弦相位信号对正、反向传播光施加的调制相位以及在单独正弦相位信号作用下干涉光的相位差示意图；
35.图3为正弦相位信号与四态调制方波共同作用下干涉光的总相位差示意图；
36.图4为解调方式的示意图，包括经过探测器并隔直的光强信号、参考信号与解调区间；
37.图5为解调后数字系统本征频率与实际本征频率频差信号示意图；
38.图6为本发明的时钟与数据在数字逻辑系统中的传递关系示意图。
具体实施方式
39.为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
40.在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
41.如图1所示，为本发明实的光纤陀螺光路和电路结构示意图，包括了光源、耦合器、铌酸锂集成光学器件、光纤环、探测器、前置放大器、数模转换器、逻辑处理器、模数转换器以及放大器等。本发明中铌酸锂集成光学器件可以是典型的单电极配置，也可以是特制的双电极配置，对于前者，四态调制方波与正弦相位信号需要叠加后作用于单电极，对于后者，四态调制方波与正弦相位信号经两路数模转换器输出后分别作用于两个电极。除此以外，本发明所用系统结构与典型的干涉式光纤陀螺相同。
42.具体地，一种光纤陀螺本征频率在线自动跟踪的方法，包括以下步骤：
43.s1：离线粗测本征频率f
e
，计算与本征频率f
e
成正比的相位控制字；
44.计算频率控制字的方法为：若直接数字频率合成器的时钟频率为f
clk
，直接数字频率合成器的相位宽度为n，输出频率f
out
，则相位控制字为：
[0045][0046]
计算频率控制字，需明确位宽n，把晶振时钟f
osc
代入f
clk
，本征频率f
e
代入f
out
，即可计算出频率控制字。
[0047]
s2：逻辑处理器中的直接数字频率合成器根据相位控制字输出两路信号，分别为正弦相位信号和四态调制方波信号，其中，正弦相位信号的频率为8*m*f
e
，四态调制方波信号的频率为本征频率，正弦相位信号的相位为π的整数倍的时刻与四态调制方波信号的状态转换时刻一致，m为正整数；
[0048]
s3：将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号处理后作用于铌酸锂集成光学器件上，对敏感环反向传播的两束光进行相位调制；
[0049]
s4：经过相位调制的两束反向传播的光干涉后经由光电耦合器、光电探测器接收并转换为电压信号，经过隔直、去尖选通、前置放大、差分放大后进入模数转换器，转为数字信号输入逻辑处理器；
[0050]
s5：逻辑处理器对接收的数字信号解调；
[0051]
s6：循环执行步骤s1
‑
s5直至数字系统的本征频率跟随光纤陀螺实际本征频率。
[0052]
在一些实施方式中，步骤s3的具体过程为：
[0053]
如果铌酸锂集成光学器件为单电极配置，则将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号叠加得到总调制信号，将总调制信号经过数模转换器转换为两路差分的模拟调制电压信号，经过放大后作用于铌酸锂集成光学器件上；
[0054]
如果铌酸锂集成光学器件为双电极配置，则将步骤s2中的正弦相位信号和四态调制方波信号分别经过数模转换器各自转换为两路差分的模拟调制电压信号，经过放大后作用于铌酸锂集成光学器件上。
[0055]
下面以铌酸锂集成光学器件为单电极配置分析。
[0056]
四态调制方波信号与正弦相位信号会分别产生独立的相位差，总的相位差是二者产生的相位差的叠加。如图2所示，正弦相位信号的频率是数字系统本征频率8倍，黑色实线是传播方向为光纤环——电极方向的光在干涉前的附加相位，图中8t
m
＞τ，τ是光纤环的渡越时间，也即数字系统的本征频率小于实际的本征频率。黑色点划线是传播方向为电极——光纤环方向的光在干涉前的附加相位，由于8t
m
＞τ，跟与其反向传播的光的附加相位相比，在相位上存在较小的差异，这种差异就是正弦相位信号引起的相位差，在图2中以黑色虚线表示。
[0057]
原理上，设实际本征频率为f
e
，数字系统本征频率为f
m
，偏频为ε，正弦相位信号为：
[0058][0059]
其中，t为时间，a为幅值；
[0060]
f
e
、f
m
与ε的关系为：
[0061]
f
m
＝2m
·
(f
e
ε)
ꢀꢀꢀ
(2)
[0062]
式中，2m是偶倍频且本发明中2m是8的倍数，m是正整数，则正弦相位信号引起的相
位差为：
[0063][0064]
设(3)式中正弦波振幅额外相位则正弦调制相位差重写为：
[0065][0066]
分析(3)式可知，正弦调制相位差近似是余弦相位信号，其振幅与偏频ε的绝对值正相关。若偏频ε>0，振幅b>0，若偏频ε<0，振幅b<0。
[0067]
在本发明中，总的调制信号是正弦调制与四态调制的叠加，那么总的相位差是正弦调制相位差与四态调制相位差的叠加。在四态调制中，若四种状态对应的相位差分别为a,(2π
‑
a),
‑
a,
‑
(2π
‑
a)，总的相位差如图3所示，表现形式上是幅值相对较小的正弦信号叠加在幅值相对较大的四态调制方波上。
[0068]
两束反向传输的光经过调制后被探测器接收，经隔直、去尖选通、前置放大、差分放大后进入模数转换器，转为数字信号并传入逻辑处理器。图4黑色实线为经隔直后的等效光强信号。如前所述，正弦调制相位差近似是余弦相位信号，且隔直等效光强信号在四态调制的不同方波状态下，虽然振幅的符号各异但是大小相等，根据该信号的特点，为了解调该信号，引入与之同频的余弦相位参考信号，如图4黑色虚线所示。由(4)式可知，当频差ε不大时c可以近似为0，因此参考信号的初始相位为0对解调的精确度几乎没有影响。
[0069]
综上，正弦相位信号的初始相位应为0或近似为0，正弦相位信号的相位为π的整数倍的时刻应与四态调制方波的状态转换时刻一致或近似一致。并且参考余弦信号的初始相位也应为0，其相位为π的整数倍的时刻应与四态调制方波的状态转换时刻一致或近似一致。
[0070]
在一些实施方式中，步骤s5的具体过程为：
[0071]
s5
‑
1：通过本征频率解调得到与数字系统本征频率和实际本征频率二者的差成正比的解调值；
[0072]
s5
‑
2：将步骤s5
‑
1得到的解调值作用于逻辑处理器的直接数字频率合成器的相位控制字以调整数字系统的本征频率。
[0073]
在一些实施方式中，步骤s5
‑
1中的本征频率解调过程的参考信号是与步骤s2输出的正弦相位信号同频率的余弦相位信号，其中，余弦相位信号是根据逻辑处理器的直接数字频率合成器的相位的数字量得到，余弦相位信号的相位为π的整数倍的时刻与四态调制方波信号的状态转换时刻一致。
[0074]
获得余弦相位信号的方法为：提取直接数字频率合成器内部的相位后，判断该值所处的区间，处于时，等效为参考信号幅值<0，处于其它值时等效于信号幅值≥0，n为位宽。
[0075]
在一些实施方式中，步骤s5
‑
1的本征频率解调，对于四态调制方波信号，四种状态对应的相位差分别为a，(2π
‑
a)，
‑
a，
‑
(2π
‑
a)，其中，a为处于(0，π)区间的实数，由于四态调制分布在干涉仪余弦响应的不同区间上，在a与
‑
(2π
‑
a)方波状态下光强随相位差的增大而
减小，在(2π
‑
a)与
‑
a方波状态下光强随相位差的增大而增大。这即为隔直等效光强信号在四态调制的不同方波状态下振幅的符号各异的原因。为统一余弦信号的振幅的符号，解调方法为：
[0076]
对处于四态中(2π
‑
a)，
‑
a状态下的的逻辑处理器接收到的数字信号，若参考信号幅值≥0，则累加，反之累减；
[0077]
对处于四态中a，
‑
(2π
‑
a)状态下的逻辑处理器接收到的数字信号，若参考信号幅值≥0，则累减，反之累加；
[0078]
累减累加的目的是用求和替代积分。解调值是多个四态调制方波信号周期下累加值的平均值的移位数据或累减值的平均值的移位数据。符号统一后的余弦干涉仪相应信号如图5黑色实线所示。在经过一个完整四态周期的累加累减后，总的累计值的平均数如图5黑色虚线所示，大小反映了频差的大小，符号反应了频差的方向，依据该值就可以调节数字系统的本征频率。
[0079]
在一些实施方式中，由于信号经过去尖选通，在步骤s5
‑
1的中，只在四态调制方波信号中的每个方波状态的中间时段进行本征频率解调，不解调时段由参考信号即余弦相位信号的相位确定。
[0080]
由于四态调制相位切换需要时间，在陀螺的响应上表现为尖峰脉冲，为了解决这一问题，干涉式光纤陀螺采用选通的方案去尖，即舍弃四态调制方波切换前后的数据。在本发明中单纯地舍弃四态调制方波切换前后的数据而不进行本征频率解调无法得到理想的解调值。因此，需要根据余弦信号的特性重新划定解调区间，如图4和图5的灰色区间所示，该区域为不解调的区域。不解调的区域划分只需满足：(1)关于四态调制每个方波状态的中间时刻对称；(2)参考信号的相位首次处于(0,π)区间以及最后一次处于(π,2π)区间的时间段。总的舍弃时长为正弦相位信号的周期。为了配合不解调区间，要求正弦波的偶倍频为8的倍数，只有这样才能保证四态调制的每个方波状态都至少有一个完整的余周期可用于两种解调。
[0081]
在一些实施方式中，在步骤s5
‑
1的中，不解调时段为正弦相位信号周期的正整数倍，且关于四态调制方波信号中每个方波状态的中间时刻对称。
[0082]
较佳地，不解调时段为四态调制中每个方波状态下参考信号的相位首次处于(0，π)区间以及最后一次处于(π，2π)区间的时间段。
[0083]
在一些实施方式中，方法内部的逻辑至少由三种时钟驱动，分别是晶振时钟f
osc
，模数转换器采样时钟f
ad
，直接数字频率合成器驱动时钟f
dds
，直接数字频率合成器根据频率控制字生成对应频率的数字正弦波，模数转换器采样时钟f
ad
是由数字正弦波的相位的数字量生成，角速度解调与本征频率解调均工作在模数转换器采样时钟f
ad
下。
[0084]
本发明的逻辑处理器的数字系统并非基于数字时钟管理模块，如图6所示，晶振时钟连接到锁相环上，并通过倍频操作输出高频直接数字频率合成器驱动时钟。为了提高时钟精度与解调精度，该时钟的频率在逻辑处理器允许的前提下应尽量高。在该时钟的上升沿作用下，直接数字频率合成器把频率控制字累加到相位寄存器中，并根据当前相位在查找表中找到对应的正弦幅度的数字量输出。模数转换器采样时钟是由直接数字频率合成器的相位寄存器生成的，通过设计采样频率与正弦相位信号的频率的倍数关系，使模数转换器采样时钟取自相位寄存器的某一位。参考余弦相位信号也由相位寄存器生成。直接数字
频率合成器在输出正弦相位信号后与角速度解调逻辑输出的四态调制信号叠加输入铌酸锂集成光学器件的电极上，探测器将光强信号转换为数字信号传回数字系统，角速度解调逻辑依据该数据解算角速率值并输出四态调制方波，本征频率解调逻辑依据该数据解算出与频差成正比的误差信号，该信号传入本征频率调制逻辑中，改写频率控制字的大小，从而使得直接数字频率合成器输出的模数转换器采样时钟、正弦解调信号与余弦参考信号的频率也随之改变，即改变了数字系统的本征频率。经过一段时间的上述步骤的循环后，数字系统的本征频率会精确跟随陀螺实际本征频率。
[0085]
本发明的本征频率调整逻辑，解调值在一定范围内关于频差近似成线性关系，但并不保证该范围足够大，因此在离线粗测本征频率时亦应保证所测本征频率与实际本征频率不能相差过大。此外，为了避免误差，尽管解调值本身就是一个四态周期的平均值，也应求取多个解调值的平均值，并以该平均值作为相位控制字移动的依据。本发明受到锁相环最高输出频率、逻辑处理器一般实现逻辑的最高频率等限制，存在最小分辨率，为频率控制字一个bit改变带来的正弦信号频率的改变量与偶倍频的商。因此，为获得更小的频率分辨率，在满足其它要求的前提下，偶倍频的频率应尽量高。
[0086]
关于本发明所述的本征频率调整逻辑，为了数字系统的稳定性，应当设定调频的最大阈值与调频的最小阈值，如果解调值大于调频最大阈值，则以该值替代解调值，如果解调值小于调频最小阈值，则不调整频率，根据偶倍频、直接数字频率合成器驱动时钟设定等参数的不同，最大最小调频阈值亦不同。
[0087]
本征频率解调对角速度解调的影响非常小。有下述三种原因：(1)当本征频率闭环时，由式(3)可知，余弦波的振幅b约为0，波动值极小；(2)在四态调制的每个方波状态上，解调值覆盖的解调周期是整数个完整的余弦周期，由余弦信号的周期性，在在四态调制的每个方波状态上的累加会使得余弦量积分为0；(3)根据四态调制的解调方法，求解角速率的方法是在a与
‑
a方波状态进行累加，在(2π
‑
a)与
‑
(2π
‑
a)方波状态进行累减，与本征频率解调的累加累减区间是“正交”的，不同振幅符号状态的两组余弦波相加会导致二者相消。以上三者共同作用决定了本征频率解调对角速度解调的影响非常小，本征频率解调对第二闭环的影响也很小。
[0088]
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。