高灵敏度矩阵图像传感器的制作方法

1.本发明总体上涉及带有电容跨阻放大器(英文术语ctia，即“capacitive transimpedance amplifier”)的混合图像传感器。
2.更广泛地涉及这种传感器的基本读出电路(例如像素读出电路)。


背景技术：

3.需要注意的是，混合图像传感器是一种探测器，其中光电转换元件和读出电路位于通过导电微凸块(英文术语“micro
‑
bumps”)连接在一起的两个基板上。
4.如图1所示，ctia读出电路是一种使用高增益电压放大器的有源负荷传输装置。它包括放大器amp、连接在放大器输入端和输出端之间的积分电容器cint，以及与电容器cint并联的复位晶体管rst。关联光电二极管pd的阳极连接放大器amp的输入端，阴极连接极化电压vsub。
5.二极管中的光子源电流用iph表示，放大器amp的输出电压用vout表示。
6.图像捕获前，晶体管rst将放大器amp的输入端和输出端连接在一起。这种操作消除了积分电容器cint中的电荷。晶体管rst断开后开始图像捕获。利用放大器amp的高电压增益，amp的输入电压基本保持恒定，并且光电二极管pd产生的光电荷转移至电容器cint。曝光结束时，读出输出电压vout作为图像信号。
7.eric fossum和bedabrata pain撰写的文章《a review of infrared readout electronics for space science sensors:state of the art and future directions》(用于太空科学传感器的红外读出电路综述：最新技术和未来方向)，1993年发表于《红外技术》，proceedings spie 2020卷，对混合传感器的读出电路进行了很好的概述。在所有读出电路中，基于ctia的读出电路是实现高灵敏度传感器的最佳选择，该传感器可以按实时视频帧速率，在低照度条件下工作。
8.主要原因是光电二极管的寄生电容与积分电容器隔离。cint积分电容极低时可以获得高转换增益。当放大器amp的电压增益足够大时，ctia的输出电压可以用以下方程(1)来表述：
9.vout＝iph*texp/cint
10.其中texp为曝光时间，iph为光电二极管产生的电流。
11.利用放大器amp的这种高增益，通过光转换产生的所有电荷都迁移到电容器cint中。
12.从上面的方程(1)可以看出，利用小电容cint可以获得高灵敏度。例如，可以将电容cint的值设为1ff，它使接收到的每个基本电荷的电压为160μv，则该值被定义为像素转换增益。
13.但是，如果无法降低amp输出端噪声，则高转换增益始终不能获得高灵敏度。放大器amp输出端的这种噪声是ctia像素灵敏度的最大制约因素之一。常规应用中给出的ctia像素检出阈为50个电子，并且难以将该阈值降低到10
‑
20个电子以下。像素间距为15μm的此
阈值所提供的性能无法满足苛刻的应用要求。如果希望将间距减小至5μm，以制造出更经济或更高分辨率的传感器，则有必要将此阈值减小10倍，以保持现有性能。这表明了降低放大器amp输出端噪声的重要性。


技术实现要素：

14.本发明旨在通过降低读出电路的噪声来改善ctia技术中混合传感器的灵敏度。
15.为此提出了一种光电传感器，所述光电传感器包括一组像素，每个像素包括结式光电转换元件和读出电路，所述读出电路包括电容跨阻放大器(ctia)，所述电容跨阻放大器包括一对连接到光电转换元件端子上的n
‑
mos p
‑
mos晶体管(c
‑
mos)，以便通过产生输出电压来累积该光电转换产生的电流，其特征在于，该光电传感器包括读出电路中每个放大器的控制装置，用于在累积模式下对这些控制装置进行操作，这些控制装置能够在光转换电流累积期间依次启用和禁用，并结合放大器极化电压交替控制和放大器电源电压交替控制，从而降低闪烁噪声并提供高灵敏度。
16.这种传感器的非限制性的有利方面如下：
17.‑
该传感器还包括由一组像素读出电路所共用并位于像素外部的充电电容器，以及开关电路，所述开关电路能够在相应放大器启用阶段，依次将该组读出电路的输出端连接至所述共用充电电容器。
18.‑
该传感器是像素行列构成的矩阵式，并且包括由同一行或同一列的读出电路所共用的充电电容器。
19.‑
该传感器还包括与每个读出电路输出端相连的相关双采样电路(cds)。
附图说明
20.下面通过作为非限制性示例给出的本发明的优选实施方式，并结合附图，来详细阐述本发明的其它方面、目的和优点。所述附图为：
21.‑
图1是矩阵传感器的ctia型像素读出电路的示意图，
22.‑
图2是含噪声源的这种传感器的等效图，
23.‑
图3示出了根据本发明的矩阵传感器的ctia读出电路的矩阵原理，其中每列共享一个充电电容器，
24.‑
图4示出了具有放大器启用和禁用控制功能的ctia读出电路，
25.‑
图5示出了执行启用和禁用控制的电路示例，
26.‑
图6a是包括禁用控制改型的ctia读出电路示意图，
27.‑
图6b是图6a中电路的启用/禁用控制信号的时序图，
28.‑
图7是图6a中ctia读出电路的示意图，另外具有连接公共充电电容器的连接控制功能，
29.‑
图8a是图7中读出电路的示意图，并辅以相关双采样电路，
30.‑
图8b是图8a中电路的控制信号的时序图，
具体实施方式
31.最简单形式的ctia读出电路，对应于图1已经描述的示意图，可以利用图2示出的
等效电路来建模。晶体管rst的作用是在输出中形成偏移形式的开关噪声。实际上，在实际应用中可以通过相关双采样(cds，correlated double sampling)来消除此偏移。假设所有性能良好的应用都包括cds功能，因此在实际应用中可以忽略此偏移噪声。
32.放大器晶体管产生的噪声本身用发生器ns表示。
33.为了分析ctia像素中的噪声，可以参考文章《a cmos in
‑
pixel ctia high sensitivity fluorescence imager》(一种cmos像素内ctia高灵敏度荧光成像仪)，2011年10月发表于ieee trans biomed circuits syst。
34.根据该文章，放大晶体管在输出中的作用可以通过以下方程(2)来计算：
[0035][0036]
在该式中，cpd为光电二极管上以及光电二极管与放大器amp输入端交点上的寄生电容，cint为积分电容值，cl为放大器amp输出端的充电电容器的电容值。另外，α为2/3到2之间的常数，其取决于放大器的设计。最后，k和t分别是玻尔兹曼常数和绝对温度。
[0037]
在此，仅对高转换增益配置感兴趣，即cpd>>cint时。在这种情况下，对方程(2)进行如下简化(方程(3))：
[0038][0039]
该方程表明，通过在放大器amp的输出端使用较大值的充电电容器cl可以获得极低噪声。我们举出一个非常实际的示例，其中cpd＝25ff且cint＝1ff。在这种情况下，电容cl＝100ff，且常数α＝2，则检出阈为8.94个电子时，噪声为1430μv。但是，如果将cl的值提高到2500ff，则检出阈为1.8个电子时，噪声将降至286μv。
[0040]
因此，可以利用一组现实的设计参数来确定噪声性能，这比利用实际电路获得的噪声性能要好得多。主要原因是，在上述公式(2)和(3)中，仅考虑到了放大器amp中包含的放大晶体管的热噪声。
[0041]
另一方面，在这一推论中，另一种噪声源被忽略了，即所谓的闪烁或“flicker”噪声。该闪烁噪声被认为是放大器amp的放大晶体管的表面缺陷引起的。该噪声的特征在于振幅与频率成反比。对于低照度的ctia像素，工作频率极低，这种噪声变得非常大，几乎不可能通过提高cl值来降低。
[0042]
文章《analysis and validation of low
‑
frequency noise reduction in mosfet circuits using varibale duty cycle switched biasing》(利用可变占空比开关偏置来降低mosfet电路中低频噪声的分析和验证)，发表于ieee电子设备学会学报，2018年，第6卷，420
‑
431页，表明，如果晶体管工作期间对其进行周期性地极化(导通)和去极化(截止)，则往往可以大大降低闪烁噪声。根据作者的解释，这种改进是由于在去极化阶段抑制了晶体管通道中的缺陷。当mos晶体管去极化时，通道表面完全被多数载流子所占据，这些多数载流子弥补了这些缺陷并使它们失电。当晶体管重新极化时，这些缺陷在一定时间后再次变得活跃。如果极化和去极化之间的交替速度足够快，则活跃缺陷的数量将大大减少，并且闪烁噪声也将以相同的比例下降。这种交替极化的另一个好处是，噪声的积分时间与读出电路中amp极化占空比成正比地减少。
[0043]
根据本说明书的一个方面，已经发现这种动态极化交替可以有利地在ctia传感器
中实现。
[0044]
从图1可知，如果放大器amp被暂时禁用，则光电二极管产生的光电电荷可以存储在光电二极管pd的寄生电容cpd中。当放大器amp再次被极化时，存储的电荷可以转移到电容cint中。唯一的条件就是光电二极管保持反向极化，以避免部分电荷在其pn结中丢失。但是，在低照度情况下尤其能确保这一条件，这时每个光电二极管在曝光期间几乎不会产生电荷。
[0045]
所在，在此提出一种ctia读出电路，其中放大器amp周期性地被禁用，从而通过减小其在电容cint中的积分来显着减小像素放大晶体管的闪烁噪声的影响。
[0046]
现在，回到方程(3)，该方程表明，在ctia读出电路中，可以通过提高充电电容器cl的值(如图2的等效示意图所示)来降低噪声。
[0047]
作为估计，电容cl的值为几皮法，可以显着地减小晶体管热噪声的影响。然而，在像素最小化方面日益严苛的要求不允许将该值电容集成到一个像素中，以进行二维矩阵检测，其中可用空间不足。
[0048]
同时还发现，当像素放大器amp被周期性地启用和禁用时，充电电容器cl仅在放大器amp启用阶段发挥其作用。由于已知该启用可以具有极低的占空比，因此，根据本说明书的一个方面，可以将此电容设置在像素以外，以便由一组像素所共用；当放大器被启用时，该电容将连接该组中给定像素的放大器amp的输出端。同时，对该组像素的启用进行排序，以便根据适当控制信号所定义的调用顺序依次连接各个读出电路的输出端。然后，该电容变为由该组像素按预定义顺序所共用，所述顺序是根据该组像素的启动来预定义的。
[0049]
对于二维传感器矩阵，可以设置由同一列所有像素共用的电容cl。然后，通过逐行排序，按统一方法对同一行的所有像素实施像素启用。因此，在一列中的每个时刻，仅有一个像素连接该列的关联电容cl。可以按任何顺序逐行实施启用，但是为了简单起见，优选按顺序实施。
[0050]
图3示出了该实施结构，其中所有的像素读出电路rc(i,j)按行和列组织，充电电容器clex0、clex1、clex2、
…
、clexi分别关联矩阵各列col0、col1、col2、
…
、coli。通过控制总线a0、a1、a2、a3等可以将同一行上的读出电路同时连接至它们各自的充电电容器，其中控制是逐行依次进行的。
[0051]
因此，在此提出了两种方法来改善ctia像素的灵敏度。第一种方法是对ctia像素放大器交替供电。这种方案可以降低低频闪烁噪声。对于一维或二维矩阵中的像素，可以按任何顺序实施这种交替供电。第二种方法可以在根据第一种方法交替供电时降低ctia像素中的晶体管热噪声。这种方案在于，在供电启用期间，连接读出电路输出端与像素外部的充电电容器。考虑到像素启用的占空比很低，该充电电容器可以由2d矩阵中的一组像素共用，甚至由矩阵中的所用像素共用。
[0052]
实施例
[0053]
参照图4，示出了cmos技术在图1中ctia读出电路中的实施，并辅以放大器amp的启用/禁用交替控制。在此，放大器amp由采用cmos技术的一对晶体管构成。为了实现放大器amp的交替启用/禁用，最简单的方法在于施加可变的极化电压vbias。当极化电压vbias的值低于amp电路的n
‑
mos晶体管的阈值时，电路的电源因此而被断开。当该电压恢复其与正常工作极化对应的数值时，将再次对amp电路供电。因此，通过在两个电位之间施加交流电
压，可向amp电路提供交流电，并实现所期望的闪烁噪声降低。
[0054]
图5示出了产生这种交替vbias控制电压的简单电路。它包括极化电流发生器ibias、提供极化电压vbias的电流/电压转换器mbias、输入端连接voff信号并连接在vbias节点和大地之间一个晶体管mc。当voff信号被激活时，晶体管mc将vbias节点接地，从而断开放大器amp的极化电压。放大器amp的输出电压上升并断开p
‑
mos晶体管，从而禁用放大器。
[0055]
现在将描述这种电路的一种改型。前述文章《analysis and validation of low
‑
frequency noise reduction in mosfet circuits using varibale duty cycle switched biasing》(利用可变占空比开关偏置来降低mosfet电路中低频噪声的分析和验证)提出，如果构成放大器amp的晶体管可以在累积模式下工作，则将进一步降低闪烁噪声。在此要注意的是，当n型通道的晶体管mos的栅极和源极/漏极之间的电压为负，而p型通道的晶体管mos的栅极和源极/漏极之间的电压为正时，晶体管mos在启用期间处于累积模式。
[0056]
为此，并参照图6a和6b，提出了读出电路的另一实施例，其中当放大器禁用时，放大器的晶体管nmos和pmos处于累积模式。为此，还改变了放大器的电源电压alimx。
[0057]
断开时，首先将电源alimx调零，然后将极化电压vbias变为具有短延迟td的负值(见图6b)，使得禁用期间amp的输出电压为0伏，从而使amp电路的晶体管pmos进入累积模式。
[0058]
图7示出了图6a中的电路，并辅以用于将读出电路输出选择性地连接至位于像素外部的共用充电电容器cl的电路。信号cl_on驱动连接在电路输出端与充电电容器cl端子之间的开关晶体管ct。该读出电路可以被集成到如图3所示的矩阵中。
[0059]
参照图8a和8b，示出了例如图7的读出电路，并辅以相关双采样电路cds功能，用于抑制放大器amp电路的复位噪声。该功能通过连接在放大器amp的输出端vout和读出电路cdsout的输出端之间的电容器cdsc，以及安装在参考电压源cdsref和所述输出端cdsout之间的晶体管cdst来实现，该晶体管由用cdsrst表示的cds复位信号来控制。
[0060]
参照图8b的时序图，alimx电源启动期间，执行放大器amp和cds电路的复位。t1和t2时刻之间，通过rst选通脉冲执行放大器复位，而更长的t1和t3时刻之间，通过cdsrst选通脉冲执行cds电路复位。因此，在amp电路复位结束之后，解除cds电路复位，并且在复位期间产生的所谓“ktc”负载噪声被电容器cdsc吸收，而输出电压cdsout接近参考电压cdsref。
[0061]
cds电路复位还会在cds电容器中产生ktc型噪声，但是此电容器的值要比积分电容器cint的值大得多，因此cint上的等效复位噪声要低得多。
[0062]
利用t1与t3之后时刻之间的选通脉冲cl_on，在这些操作的整个过程中，共用充电电容器cl连接放大器amp的输出端。
[0063]
放大器amp通过t1和t4时刻之间的选通脉冲vbias来启用，并且放大器amp由t1与t3
‑
t4中间时刻之间的选通脉冲alimx供电，以实现上述累积模式。
[0064]
t5和t6时刻之间的选通脉冲cl_on、vbias和alimx确保禁用阶段过后重新启用放大器amp。曝光期间，根据像素矩阵管理的预定义控制序列，定期执行该重新启用。
[0065]
像素读出，即电压cdsout，是在放大器amp启动并且充电电容器cl已接入期间执行的。在曝光阶段结束时，像素读出电路属于现有技术范畴，在此将不再赘述。
[0066]
当然，还有诸多改型和修改也是可行的。
[0067]
尤其是，作为改型，放大器amp的交替启用/禁用可以通过仅改变其极化电压，或者改变其电源电压，或者同时改变二者来实现。
[0068]
另外，跨阻放大器的结构可能比一对简单的p
‑
mos和n
‑
mos晶体管更为复杂。