一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑及调制方法与流程

1.本发明涉及电力电子功率变换器拓扑及其调制技术领域，特别是涉及一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑及调制方法。


背景技术：

2.逆变器是一种应用功率半导体器件把直流电变换成交流电的变流装置。传统逆变器采用工频变压器实现电气隔离，而高频链逆变器采用高频变压器代替工频变压器，克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有dc(直流)/hfac(高频交流)/lfac(低频交流)三种功率特征。此类逆变器中有dc/ac(即直流/交流)逆变环节，该环节位于变压器原边，也有ac/ac(即交流/交流)变换环节，该环节常称为矩阵式变换器环节，位于变压器副边。矩阵式变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
3.电流型逆变器在直流侧串联大电感，由于其直流侧电流基本无脉动，可以将大电感近似等效为直流电流源。与电压型逆变器相比，电流型逆变器具有升压特性，而且电流型逆变器的储能元件为电感，系统寿命要比储能元件为电解电容的电压型逆变器长。为了减小交流滤波器和直流侧电感的尺寸，可以增加电流型变换器的开关频率。更高的开关频率也有助于提高线路电流的质量。然而，随着开关频率的提高，硬开关变换器的开关损耗和电磁干扰会增加。而软开关技术是解决上述问题的一种方法。
4.由于变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：
①
通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；
②
单极性和双极性移相控制策略借助矩阵变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的zvs，但存在换流重叠时间不易控制等问题；
③
在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑及调制方法，实现逆变器的软开关和矩阵变换器的安全换流。
6.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
7.一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑，包括依次连接的电源网络、辅助换流电路、全桥电流型逆变器、高频变压器、矩阵变换器、cl型滤波器以及负载；
8.所述辅助换流电路包括可控开关管s5、可控开关管s6、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、谐振电感l
r
以及谐振电容c
r
；所述可控开关管s5的发射极分别与二极管d2的正
极、二极管d4的正极和谐振电感l
r
的一端连接；所述可控开关管s5的集电极与所述二极管d1的正极连接；所述可控开关管s6的集电极分别与二极管d1的负极、二极管d3的负极和谐振电容c
r
的一端连接；所述可控开关管s6的发射极与二极管d2的负极连接；所述谐振电感l
r
的另一端与谐振电容c
r
的另一端连接。
9.可选地，所述电源网络包括直流输入电压源e和储能电感l
dc
；所述直流输入电压源e的正极与所述储能电感l
dc
的一端连接；所述储能电感l
dc
的另一端与所述可控开关管s5的集电极连接，所述直流输入电压源e的负极分别与可控开关管s6的发射极和二极管d2的负极连接。
10.可选地，所述全桥电流型逆变器包括可控开关管s1、二极管d5、可控开关管s2、二极管d6、可控开关管s3、二极管d7、可控开关管s4和二极管d8；可控开关管s1、二极管d5、可控开关管s2和二极管d6串联组成的第一桥臂，可控开关管s3、二极管d7、可控开关管s4和二极管d8串联组成的第二桥臂；所述可控开关管s1的集电极分别与所述可控开关管s5的集电极、所述二极管d1的正极以及可控开关管s3的集电极连接；所述可控开关s1的发射极与所述二极管d5的正极连接，所述二极管d5的负极分别与所述二极管d3的正极、二极管d4的负极和所述可控开关管s2的集电极连接；所述可控开关管s2的发射极与所述二极管d6的正极连接；所述二极管d6的负极分别与所述可控开关管s6的发射极、所述二极管d2的负极以及所述二极管d8的负极连接；所述二极管d8的正极与所述可控开关管s4的发射极连接；所述可控开关管s4的集电极与所述二极管d7的负极连接；所述二极管d7的正极与所述可控开关管s3的发射极连接。
11.可选地，所述矩阵变换器包括可控开关管s
pah
、可控开关管s
nal
、可控开关管s
pal
、可控开关管s
nah
、可控开关管s
pbh
、可控开关管s
nbl
、可控开关管s
pbl
、可控开关管s
nbh
、可控开关管s
pch
、可控开关管s
ncl
、可控开关管s
pcl
和可控开关管s
nch
；可控开关管s
pah
的发射极与可控开关管s
nal
的发射极连接，可控开关管s
pbh
的发射极与可控开关管s
nbl
的发射极连接，可控开关管s
pch
的发射极与可控开关管s
ncl
的发射极连接；可控开关管s
nah
的发射极与可控开关管s
pal
的发射极连接，可控开关管s
nbh
的发射极与可控开关管s
pbl
的发射极连接，可控开关管s
nch
的发射极与可控开关管s
pcl
的发射极连接；可控开关管s
pal
的集电极与可控开关管s
nal
的集电极连接；可控开关管s
pbl
的集电极与可控开关管s
nbl
的集电极连接；可控开关管s
pcl
的集电极与可控开关管s
ncl
的集电极连接。
12.可选地，所述高频变压器原边的一端分别与可控开关管s2的发射极和二极管d5的负极连接；所述高频变压器原边的另一端分别与可控开关管s4的发射极和二极管d7的负极连接；所述高频变压器副边的一端分别与可控开关管s
pah
的集电极、可控开关管s
pbh
的集电极和可控开关管s
pch
的集电极连接；所述高频变压器副边的另一端分别与可控开关管s
nah
的集电极、可控开关管s
nbh
的集电极和可控开关管s
nch
的集电极连接。
13.可选地，所述cl型滤波器包括第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2和第三电感l3；可控开关管s
pal
的集电极与可控开关管s
nal
的集电极相连后分别与第一电容c1的一端和第一电感l1的一端相连；可控开关管s
pbl
的集电极与可控开关管s
nbl
的集电极相连后分别与第二电容c2的一端和第二电感l2的一端相连；可控开关管s
pcl
的集电极与可控开关管s
ncl
的集电极相连后分别与第三电容c3的一端和第三电感l3的一端相连；第一电容c1的另一端分别与第二电容c2的另一端和第三电容c3的另一端相连。
14.可选地，所述负载包括第一负载r1、第二负载r2和第三负载r3；第一电感l1的另一端与第一负载r1的一端相连；第二电感l2的另一端与第二负载r2的一端相连；第三电感l3的另一端与第三负载r3的一端相连；第一负载r1的另一端分别与第二负载r2的另一端和第三负载r3的另一端相连。
15.本发明还提供了一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法，所述方法应用于上述三相电流型高频链矩阵式逆变器拓扑，所述方法包括：全桥电流型逆变器采用移相调制，可控开关管s1和可控开关管s2的驱动信号互补，可控开关管s3和可控开关管s4的驱动信号互补；辅助换流电路在第一桥臂和第二桥臂重叠导通时起作用，辅助换流电路的可控开关管在可控开关管s1、可控开关管s3同时导通或者可控开关管s2、可控开关管s4同时导通时导通；后级矩阵变换器采用正弦脉宽解结耦调制，将矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器；全桥电流型逆变器的调制和矩阵变换器的调制通过两个中间信号v
p
和v
n
构成一种一体化调制，使得前后级的驱动信号能够保持同步，其中中间信号v
p
和v
n
是由可控开关管s1、s2、s3以及s4的驱动信号经过逻辑组合得到；
16.工作过程如下：
17.直流电经辅助换流电路和前级全桥电流型逆变器转换为正负交变的高频交流方波，然后经过高频变压器实现输出与输入之间的电气隔离并且耦合到高频变压器的副边，再经过后级矩阵变换器转化为工频交流电，最后输出交流电经过输出滤波器滤波后，给负载供电。
18.根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
19.(1)本发明提供的软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑在前级并联一个辅助换流电路，全桥电流型逆变器可控开关管s1和可控开关管s2或者可控开关管s3和可控开关管s4无需设置重叠导通时间，减小了开关管的通态损耗，且能够保证电流源不断路，也能够实现前级逆变器的软开关。
20.(2)本发明公开的调制方法中的正弦脉宽解结耦调制方法，避免了打断变压器漏感电流的流通路径而在开关管两端产生的很高的电压尖峰的现象，使可控开关管的开关损耗降低，提高了电路可靠性和效率。
附图说明
21.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
22.图1为本发明实施例软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑示意图；
23.图2为本发明实施例软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑的解耦图；
24.图3为本发明提供的前级逆变器调制原理图；
25.图4为本发明提供的一个高频周期内逆变器工作状态原理波形图；
26.图5为一个高频周期内的模态电路图。
具体实施方式
27.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
28.本发明的目的是提供一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑及调制方法，实现逆变器的软开关和矩阵变换器的安全换流。
29.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
30.如图1所示，本发明公开的软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑，包括依次连接的电源网络、辅助换流电路、全桥电流型逆变器、高频变压器、矩阵变换器、cl型滤波器以及负载。
31.其中所述电源网络由直流输入电压源e和储能电感l
dc
构成。所述直流输入电压源e的正极与所述储能电感l
dc
的一端连接；所述储能电感l
dc
的另一端与所述可控开关管s5的集电极连接，所述直流输入电压源e的负极分别与可控开关管s6的发射极和二极管d2的负极连接。
32.所述辅助换流电路由可控开关管s5、可控开关管s6、二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4、谐振电感l
r
以及谐振电容c
r
构成；所述可控开关管s5的发射极分别与二极管d2的正极、二极管d4的正极和谐振电感l
r
的一端连接；所述可控开关管s5的集电极与所述二极管d1的正极连接；所述可控开关管s6的集电极分别与二极管d1的负极、二极管d3的负极和谐振电容c
r
的一端连接；所述可控开关管s6的发射极与二极管d2的负极连接；所述谐振电感l
r
的另一端与谐振电容c
r
的另一端连接。
33.所述全桥电流型逆变器由可控开关管s1、二极管d5、可控开关管s2、二极管d6、可控开关管s3、二极管d7、可控开关管s4和二极管d8构成；可控开关管s1、二极管d5、可控开关管s2和二极管d6串联组成的第一桥臂，可控开关管s3、二极管d7、可控开关管s4和二极管d8串联组成的第二桥臂；所述可控开关管s1的集电极分别与所述可控开关管s5的集电极、所述二极管d1的正极以及可控开关管s3的集电极连接；所述可控开关s1的发射极与所述二极管d5的正极连接，所述二极管d5的负极分别与所述二极管d3的正极、二极管d4的负极和所述可控开关管s2的集电极连接；所述可控开关管s2的发射极与所述二极管d6的正极连接；所述二极管d6的负极分别与所述可控开关管s6的发射极、所述二极管d2的负极以及所述二极管d8的负极连接；所述二极管d8的正极与所述可控开关管s4的发射极连接；所述可控开关管s4的集电极与所述二极管d7的负极连接；所述二极管d7的正极与所述可控开关管s3的发射极连接。
34.所述矩阵变换器由可控开关管s
pah
、可控开关管s
nal
、可控开关管s
pal
、可控开关管s
nah
、可控开关管s
pbh
、可控开关管s
nbl
、可控开关管s
pbl
、可控开关管s
nbh
、可控开关管s
pch
、可控开关管s
ncl
、可控开关管s
pcl
、可控开关管s
nch
组成；可控开关管s
pah
的发射极与可控开关管s
nal
的发射极连接，可控开关管s
pbh
的发射极与可控开关管s
nbl
的发射极连接，可控开关管s
pch
的发射极与可控开关管s
ncl
的发射极连接；可控开关管s
nah
的发射极与可控开关管s
pal
的发射极连接，可控开关管s
nbh
的发射极与可控开关管s
pbl
的发射极连接，可控开关管s
nch
的发射极与可控开关管s
pcl
的发射极连接；可控开关管s
pal
的集电极与可控开关管s
nal
的集电极
连接；可控开关管s
pbl
的集电极与可控开关管s
nbl
的集电极连接；可控开关管s
pcl
的集电极与可控开关管s
ncl
的集电极连接。
35.所述高频变压器原边的一端分别与可控开关管s2的发射极和二极管d5的负极连接；所述高频变压器原边的另一端分别与可控开关管s4的发射极和二极管d7的负极连接；所述高频变压器副边的一端分别与可控开关管s
pah
的集电极、可控开关管s
pbh
的集电极和可控开关管s
pch
的集电极连接；所述高频变压器副边的另一端分别与可控开关管s
nah
的集电极、可控开关管s
nbh
的集电极和可控开关管s
nch
的集电极连接。
36.所述cl型滤波器包括第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2以及第三电感l3；可控开关管s
pal
的集电极与可控开关管s
nal
的集电极相连后分别与第一电容c1的一端和第一电感l1的一端相连；可控开关管s
pbl
的集电极与可控开关管s
nbl
的集电极相连后分别与第二电容c2的一端和第二电感l2的一端相连；可控开关管s
pcl
的集电极与可控开关管s
ncl
的集电极相连后分别与第三电容c3的一端和第三电感l3的一端相连；第一电容c1的另一端分别与第二电容c2的另一端和第三电容c3的另一端相连。
37.所述负载包括第一负载r1、第二负载r2以及第三负载r3。第一电感l1的另一端与第一负载r1的一端相连；第二电感l2的另一端与第二负载r2的一端相连；第三电感l3的另一端与第三负载r3的一端相连；第一负载r1的另一端分别与第二负载r2的另一端和第三负载r3的另一端相连。
38.本发明提供了一种软开关三相电流型高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法，本方法为适用于上述三相电流型高频链矩阵式逆变器拓扑整体运行的调制方法，为便于阐述和理解，分步骤从前级电路调制至后级电路调制进行论述。
39.前级全桥电流型逆变器采用移相调制，可控开关管s1和可控开关管s2的驱动信号互补，可控开关管s3和可控开关管s4的驱动信号互补；辅助换流电路在第一桥臂和第二桥臂重叠导通时起作用，辅助换流电路的可控开关管在可控开关管s1、可控开关管s3同时导通或者可控开关管s2、可控开关管s4同时导通时导通；后级矩阵变换器采用正弦脉宽解结耦调制，将矩阵变换器等效为两组普通的电流型逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器；全桥电流型逆变器的调制和矩阵变换器的调制通过两个中间信号v
p
和v
n
构成一种一体化调制，使得前后级的驱动信号能够保持同步，其中中间信号v
p
和v
n
是由可控开关管s1、s2、s3以及s4的驱动信号经过逻辑组合得到。本发明将解结耦思想融入到电流型spwm调制策略中，使得矩阵变换器双向开关管合理的工作。针对双向开关管，需引入“解结耦”调制思想。“解结耦”分为“解耦”和“结耦”两部分，解耦是将双向可控开关电路分解为单向可控开关电路，即将矩阵变换器分解成正负两组，结耦是通过逻辑组合和变换生成“解耦”电路中各开关管的驱动信号，正组可控开关管工作时负组可控开关管全部关断，负组可控开关管工作时正组可控开关管全部关断。工作过程大致如下：
40.直流电经辅助换流电路和前级全桥电流型逆变器转换为正负交变的高频交流方波，然后经过高频变压器实现输出与输入之间的电气隔离并且耦合到高频变压器的副边，再经过后级矩阵变换器转化为工频交流电，最后输出交流电经过输出滤波器滤波后，给负载供电。
41.图2为本发明的三相电流型高频链矩阵式逆变器拓扑解耦图，将后级矩阵变换器等效分解为正负两组普通电流型逆变器，可控开关管s
pah
、可控开关管s
pbh
可控开关管s
pch
、
可控开关管s
pal
、可控开关管s
pbl
、可控开关管s
pcl
为正组开关管，可控开关管s
nah
、可控开关管s
nbh
可控开关管s
nch
、可控开关管s
nal
、可控开关管s
nbl
、可控开关管s
ncl
为负组开关管。
42.图3为本发明提供的前级逆变器调制原理图，图3中u
ac
、u
ba
、u
cb
为工频调制波，是对传统三相正弦调制波进行预处理得到的线电压调制信号，u
c
为锯齿载波，spwm1～spwm6为三相工频调制波与锯齿载波比较产生的6路spwm波，s1～s4为前级逆变器驱动信号，由s5、s6为辅助开关驱动信号，v
p
、v
n
为中间信号。
43.图4为本发明提供的一个高频周期内逆变器工作状态原理波形图；s
pah
、s
nal
、s
pal
、s
nah
、s
pbh
、s
nbl
、s
pbl
、s
nbh
、s
pch
、s
ncl
、s
pcl
、s
nch
为后级矩阵变换器开关管驱动信号，s1～s4为前级逆变器驱动信号，i
h
为流过辅助换流电路的电流，u
lcr
为lc谐振槽两端电压，i
s
为高频变压器原边电流，u
s
为高频变压器原边电压。
44.图5为对应图4的一个高频周期内的模态电路图。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在10个工作状态，具体模态分析如下：
45.模态1[t0～t1]：前级开关管s2、s3和后级负组开关管s
nah
、s
nal
处于导通状态，变压器副边漏感电流通过a相桥臂进行续流，变压器原副边电压被钳位到零，为电路主开关实现零电压创造了条件。此时辅助电路不工作，流过辅助电路的电流为零，为辅助开关的零电流开通创造了条件。
[0046]
模态2[t1～t2]：t1时刻，前级开关管s2在零电压状态下关断，s1在零电压零电流的状态下开通。s5、s6在零电流状态下开通，辅助电路开始工作，直流母线电流通过辅助电路续流，变压器原边漏感电流经过s3、d3和s6续流并快速减小至零，同时lc谐振槽开始谐振，减小辅助电路电流上升速度。当lc谐振槽两端电压变为零时，辅助电路处于稳态，直流母线电流分别通过d1和s6、d2和s5所在的支路进行续流。t1时刻，后级正组开关管s
pah
、s
pal
零电压开通，此时a相桥臂直通，变压器副边漏感电流经过a相桥臂进行续流并快速减小至零。
[0047]
模态3[t2～t3]：t2时刻，s5、s6在零电压状态下关断，s3在零电压零电流状态下关断，s4在零电压零电流状态下开通，后级负组开关管s
nah
、s
nal
在零电流状态下关断，矩阵变换器处于正组工作状态。此时直流母线电流从辅助电路转移到前级逆变电路中，由于lc谐振槽处于谐振状态，电流转移的速度有所下降。当谐振槽内的电流为零时，lc谐振槽停止谐振，直流母线电流完全转移至前级逆变器中。
[0048]
模态4[t3～t4]：t3时刻，后级正组开关管s
pal
关断，s
pbl
开通。此时后级矩阵变换器a相下桥臂的电流换流到b相下桥臂。电源对谐振槽进行充电，其两端电压迅速上升到u
m
。同时电源通过高频变压器向负载传递能量。
[0049]
模态5[t4～t5]：t4时刻，后级正组开关管s
pbl
关断，s
pcl
开通。此时后级矩阵变换器b相下桥臂的电流换流到c相下桥臂。电源通过高频变压器向负载传递能量。
[0050]
模态6[t5～t6]：t5时刻，后级正组开关管s
pcl
关断，s
pal
开通。此时变压器副边电流通过a相桥臂进行续流，变压器原副边电压被钳位至零。
[0051]
模态7[t6～t7]：t6时刻，前级开关管s2零电压开通、s5、s6零电流开通，s1零电压关断，后级负组开关管s
nal
、s
nah
零电压开通。此时辅助电路开始工作，直流母线电流从逆变器中迅速转移到辅助电路，通过辅助电路进行续流，变压器原边电流经过s4、d4和s5续流并快速减小至零，同时lc谐振槽开始谐振，当lc谐振槽两端电压变为零时，辅助电路处于稳态，直流母线电流分别通过d1和s6、d2和s5所在的支路进行续流。变压器副边漏感电流通过a相
桥臂进行续流并快速减小至零。
[0052]
模态8[t7～t8]：t7时刻，前级开关管s4零电压零电流关断，s3零电压零电流开通，后级正组开关管s
pah
、s
pal
零电流关断。后级矩阵变换器处于负组工作状态。此时直流母线电流开始从辅助电路转移到前级逆变电路中，由于lc谐振槽处于谐振状态，电流转移的速度有所下降。当谐振槽内的电流为零时，lc谐振槽停止谐振，直流母线电流完全转移至前级逆变器中。同时变压器原副边的电流在t7时刻开始反向增大。
[0053]
模态9[t8～t9]：t8时刻，后级负组开关管s
nal
关断，s
nbl
开通。此时后级矩阵变换器a相上桥臂的电流换流到b相上桥臂。电源对lc谐振槽进行充电，且电源通过高频变压器向负载传递能量。
[0054]
模态10[t9～t
10
]：t9时刻，后级负组开关管s
nbl
关断，s
ncl
开通。此时后级矩阵变换器b相上桥臂的电流换流到c相上桥臂。电源通过高频变压器向负载传递能量。
[0055]
由以上过程可以看出，采用辅助换流电路和正弦脉宽解结耦调制的三相电流型高频链矩阵式逆变器可以实现前级所有开关管的软开关和后级矩阵变换器的安全换流。并且大大降低了由变压器漏感及开关管寄生电容引起的电压振荡。
[0056]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
[0057]
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。