一种DCDC拓扑实现ZVS的电路及控制方法与流程

本发明涉及直流与直流之间的转换，特别涉及一种dcdc拓扑实现zvs的电路及控制方法。

背景技术：

1、在非隔离dcdc变换技术领域，为降低buck/boost类拓扑开关管的开关损耗、实现高频化设计，业内常采用zvs软开关技术，现有实现buck/boost类型zvs的核心方法主要为电感电流实时检测法和纹波电流计算法。

2、现有buck/boost类dcdc拓扑的zvs实现方法中，电感电流实时检测法需增设电流检测电路，低压大电流下采样信号易受干扰、难以精确处理，还引入额外损耗降低电源转换效率；纹波电流计算法对电感参数精度要求严苛，因电感离散性需对产品逐个校准，批量生产复杂度高，且电感长期使用感量易漂移，导致zvs效果劣化、电路稳定性差。同时现有方法均为开环控制，无zvs状态的实时监控与闭环调节能力，无法精准调控zvs，制约了拓扑高频化设计，功率密度难以提升；此外传统zvs实现方案的拓扑适配性有限，检测方式、控制器件的替换性差，移植到不同应用场景时需重新设计，工程开发成本较高。

技术实现思路

1、本发明的目的是为了解决现有技术中“仅具有单一振动或旋转运动实现筛分，难以兼顾物料防堵与高效分选的双重需求，尤其是在面对根系上附着有杂物的食用菌时，易因筛孔堵塞导致设备停机清理，影响生产连续性”的缺陷，从而提出一种dcdc拓扑实现zvs的电路及控制方法。

2、为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：

3、一种dcdc拓扑实现zvs的电路，应用于buck/boost类非隔离dcdc变换拓扑，所述buck/boost类非隔离dcdc变换拓扑包括主功率回路，所述主功率回路包含同步整流管q1、主功率管q2、功率电感l、输入电容c1和输出电容c2；还包括zvs检测与闭环控制电路；

4、所述zvs检测与闭环控制电路包括vds电压检测模块、时间差测量模块、负反馈控制器和pwm生成模块；

5、所述vds电压检测模块的输入端与主功率管q2的漏极、源极相连，用于采集主功率管q2的vds电压，并将vds电压与预设的判别阈值进行比较，输出zvs触发信号；

6、所述时间差测量模块的第一输入端与同步整流管q1的驱动信号端相连，第二输入端与vds电压检测模块的输出端相连，用于检测同步整流管q1的驱动信号关断时刻至所述zvs触发信号生成时刻的时间差t；

7、所述负反馈控制器的输入端接入所述时间差t与预设的基准时间tset，用于根据时间差t与基准时间tset的差值输出频率调节信号；

8、所述pwm生成模块的输入端与负反馈控制器的输出端相连，输出端分别与同步整流管q1、主功率管q2的驱动端相连，用于根据所述频率调节信号调整输出pwm信号的开关频率，以控制同步整流管q1与主功率管q2的通断时序，实现主功率管q2的zvs软开关。

9、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的电路的一种优选方案，其中：所述buck/boost类非隔离dcdc变换拓扑为buck拓扑、boost拓扑、两开关buck-boost拓扑、四开关buck-boost拓扑或基于boost拓扑的pfc电路中的任意一种。

10、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的电路的一种优选方案，其中：所述vds电压检测模块包括电压比较单元，所述电压比较单元的输入端还可与同步整流管q1的漏极、源极相连，通过检测同步整流管q1的vds电压上升至预设阈值的时刻，等效生成所述zvs触发信号。

11、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的电路的一种优选方案，其中：所述负反馈控制器为pi控制器、pid控制器、模糊控制器或滑模控制器中的任意一种，所述负反馈控制器的输出端还可接入pwm生成模块的占空比调节端，用于辅助调节pwm驱动信号的占空比。

12、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的控制方法的一种优选方案，应用于buck/boost类非隔离dcdc变换拓扑，包括以下步骤：

13、步骤s1：前置预测步骤：采集dcdc变换拓扑的输入电压u1、输出电压u2、功率电感的电流平均值iavg，结合预设的zvs所需负电流阈值ineg与功率电感标称电感量l，计算得到初始开关频率fpwm，基于初始开关频率fpwm输出pwm驱动信号，控制主功率回路中同步整流管q1与主功率管q2的通断；

14、步骤s2：zvs状态检测步骤：检测同步整流管q1的驱动信号关断时刻，至主功率管q2的vds电压下降至预设判别阈值以下的时刻，得到二者的时间差t；

15、步骤s3：闭环反馈调节步骤：将所述时间差t与预设的基准时间tset进行对比，根据二者的差值调节pwm驱动信号的开关频率；若t＞tset，则降低开关频率；若t＜tset，则提高开关频率，直至t与tset的差值收敛至预设范围，实现主功率管q2的精准zvs软开关。

16、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤s1中，初始开关频率fpwm的计算公式为：；

17、其中，u1为输入电压，u2为输出电压，iavg为功率电感的电流平均值，ineg为zvs所需的电感负电流阈值，l为功率电感的标称电感量。

18、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的控制方法的一种优选方案，其中：所述步骤s3中，时间差t与基准时间tset的差值经负反馈控制运算后输出频率调节信号，所述负反馈控制运算采用pi控制算法、pid控制算法中的任意一种。

19、作为本发明所述dcdc拓扑实现zvs的控制方法的一种优选方案，其中：所述同步整流管q1与主功率管q2为mosfet或igbt；所述同步整流管q1的驱动信号关断时刻，采用与驱动信号具有直接时间相关性的同步信号的边沿时刻等效替代。

20、与现有技术相比，本发明的有益效果是：

21、采用主功率管vds电压检测替代直接的电感电流检测，彻底解决了低压大电流应用中电流采样信号易受干扰、难以精确处理的问题，同时省去了电流检测电路的功率损耗，直接提升了dcdc变换器的电源转换效率。

22、提前预测步骤仅需进行粗略的参数计算，无需依赖高精度的电感参数，彻底解决了传统纹波电流计算法因电感离散性导致的产品逐个校准问题，大幅降低了批量生产的加工复杂度；同时闭环反馈调节步骤可实时根据zvs实现状态进行误差纠正，弥补了电感长期使用过程中感量不稳定、漂移的问题，显著提升了电路的长期工作稳定性，保证zvs软开关的实现效果在长期使用中不劣化。

23、通过时间差测量模块实现了zvs实现状态的精准量化表征，结合负反馈控制器实现了pwm开关频率的实时闭环调节，最终实现时间差t与基准时间tset的精准匹配，保证了主功率管zvs软开关的精准控制，突破了传统开环方法无法精准调控zvs的技术限制，为buck/boost类dcdc拓扑的高频化设计提供了核心支撑，可有效提升dcdc变换器的功率密度，满足新能源、车载、服务器供电等场景的高频化需求。

24、另外电路及控制方法适配所有buck/boost类非隔离dcdc变换拓扑，且支持vds电压的等效检测、驱动信号的等效采集、多种负反馈控制器的替换，同时控制方法中开关管选型灵活，具备极强的兼容性和工程适配性，可直接移植应用于传统电源、新能源、车载等多种领域的dcdc变换器中，无需针对不同场景重新设计，降低了工程应用的开发成本。