一种适用于OFDM系统的单干扰压制下的信号接收方法与流程

本发明涉及无线通信领域中nr（new radio，新空口）标准定义的ofdm系统接收侧的信道估计和信道均衡，具体而言，涉及一种适用于ofdm系统的单干扰压制下的信号接收方法。

背景技术：

1、当前nr系统的物理层中，信号接收大多基于精确的信道估计结果进行mmse均衡得到，其典型处理过程如下：

2、step1：计算消除干扰后的有效信号信道相对ls估计结果，如下式所示：

3、

4、step2：利用ofdm符号间相位差进行频偏估计，如下式所示：

5、

6、step3：进行时域合并完成降噪，如下式所示：

7、

8、step4：进行

nfft/

drs点ifft变换以获取有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应，如下式所示：

9、

10、step5：计算干扰噪声功率，如下式所示：

11、

12、step6：搜索多径时延扩展范围和最强传输路径对应时延，如下所示，

13、

14、step7：使用矩形窗进行降噪滤波处理，如下式所示：

15、

16、step8：进行

nfft/

drs点fft变换恢复出时域降噪后的干扰信号信道相对估计结果，且仅截取前

nsc/

drs个有效结果，如下式所示

17、

18、step9：使用插值获取最终有效信号的信道估计结果，如下式所示：

19、

20、step10：进行均衡处理恢复除接收信号，如下式所示：

21、

22、以上过程中，相关符号含义如下：

23、

nrx表示ofdm系统的接收天线数；

24、

nfft表示ofdm系统的fft/ifft变换点数；

25、

ncp表示ofdm系统的循环前缀点数；

26、

nsym表示ofdm系统中单个时隙包含的ofdm符号个数；

27、

nrs_sym表示ofdm系统中单个时隙包含的承载有参考信号的ofdm符号个数；

28、

ndata_sym表示ofdm系统中单个时隙包含的承载有数据信号的ofdm符号个数；

29、

srs(

l)表示单个时隙中第

l个承载有参考信号的ofdm符号的序号，其中0≤

l<

nrs_sym；

30、

sdata(

l)表示单个时隙中第

l个承载有数据信号的ofdm符号的序号，其中0≤

l<

ndata_sym；

31、

nsc表示ofdm系统中用于承载有效信号的子载波个数，且设定该系统只占用0~

nsc-1用于承载有效信号；

32、

drs表示ofdm系统中参考信号频域分布的间隔；

33、

k0表示ofdm系统中参考信号频域分布的偏移；

34、

nsc表示ofdm系统中用于承载有效信号的子载波的个数，

nsc≤

nfft；

35、

rp(

l,

k)表示第

p根接收天线上第

l个ofdm符号上第

k个子载波上的频域接收信号，其中0≤

p<

nrx，0≤

k<

nsc，0≤

k<

nsc，0≤

l<

nsym；

36、表示有效信号第

p根接收天线上第

l个包含dmrs的ofdm符号上的第

k个ls估计结果；

37、

αfo表示归一化频偏估计结果，单位为子载波间隔；

38、

cfo(

l)表示第

l个包含dmrs的ofdm符号和第

l+1个包含dmrs的ofdm符号的相关值；

39、表示进行时域合并和组合并后的第

p根接收天线上第

k个有效信号的相对ls估计结果；

40、表示经过时域变换处理后第

p根接收天线上的第

n个有效信号对应信道的时域变换结果，其近似等效为干扰信号对应信道的时域冲激响应；

41、表示第

p根接收天线的噪声功率；

42、

ηthr表示搜索传输路径的相对判决门限；

43、，和分别表示第

p根接收天线对应最小时延，最大时延和最强传输路径时延；

44、表示经过滤波处理后第

p根接收天线上的第

n个有效信号对应信道的时域变换结果，其近似等效为干扰信号对应信道的时域冲激响应；

45、表示第

p根接收天线上经过fft处理后恢复处的的第

k个信道估计结果；

46、表示第

p根接收天线上第

k个子载波上的信道估计结果；

47、表示第

p根接收天线上自适应平滑插值的窗宽度；

48、

ηsmooth表示基于多径时延扩展计算自适应平滑插值窗宽度的阈值。

49、可见，最终的核心处理过程要求信道估计结果（）足够精确，且干扰噪声功率不可过大。在干扰压制条件下，这一点显然难以做到。对于前者，常规的信道估计都是通过干扰白化（如上step1过程）和基于滤波降噪（如上step7过程）的方式来获取精确的信道估计结果，其可抵抗的干扰大多在干信比10db以下，对于干信比大于20db的干扰压制场景，基本就很难正常工作。对于后者，以上过程没有任何办法。对于这一点，现有思路大多是利用天线阵列进行波束零陷处理，达到干扰抑制的效果，但实现复杂度和硬件代价较高。

技术实现思路

1、本发明旨在提供一种适用于ofdm系统的单干扰压制下的信号接收方法，以解决ofdm系统在强压制干扰条件下，常规接收方案难以准确地进行信道估计和均衡，进而导致系统性能急剧下降甚至瘫痪的问题。

2、本发明提供的一种适用于ofdm系统的单干扰压制下的信号接收方法，包括：

3、计算接收天线的干扰信号信道的相对最小二乘估计结果；

4、利用相对最小二乘估计结果进行时域合并和组合，得到降噪结果；

5、对降噪结果进行ifft变换以获取干扰信号信道的等效时域冲激响应结果；

6、利用等效时域冲激响应结果，使用矩形窗进行第一降噪滤波处理；

7、对第一降噪滤波处理结果进行fft变换，恢复出时域降噪后的第一干扰信号信道相对估计结果；

8、利用第一干扰信号信道相对估计结果计算消除干扰后的有效信号信道相对最小二乘估计结果；

9、基于有效信号信道相对最小二乘估计结果，利用ofdm符号间相位差进行频偏估计，得到归一化频偏结果；

10、利用归一化频偏结果进行时域合并完成降噪，得到时域合并降噪结果；

11、对时域合并降噪结果进行ifft变换以获取有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应；

12、利用有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应计算噪声功率；

13、利用有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应和噪声功率，搜索多径时延扩展范围和最强传输路径对应时延；

14、基于多径时延扩展范围和最强传输路径对应时延，使用矩形窗进行第二降噪滤波处理；

15、对第二降噪滤波处理结果进行fft变换，恢复出时域降噪后的第二干扰信号信道相对估计结果；

16、对第二干扰信号信道相对估计结果使用插值获取最终有效信号信道估计结果；

17、对最终有效信号信道估计结果进行均衡处理恢复出接收信号。

18、在一个优选的实施例中，以第0根接收天线为基准计算其他接收天线的干扰信号信道的相对最小二乘估计结果；第

p根接收天线上第

l个包含dmrs的ofdm符号上基于第

k'组空闲资源粒子测得的第

k个相对最小二乘估计结果记为，表示为：

19、

20、其中：

21、

rp(

l,

k)表示第

p根接收天线上第

l个ofdm符号上第

k个子载波上的频域接收信号；

22、

srs(

l)表示单个时隙中第

l个承载有参考信号的ofdm符号的序号；

23、

drs表示ofdm系统中参考信号频域分布的间隔；

24、

pmin_noise表示预先设定的最小底噪功率；

25、

nrx表示ofdm系统的接收天线数；

26、

nrs_sym表示ofdm系统中单个时隙包含的承载有参考信号的ofdm符号个数；

27、

nsc表示ofdm系统中用于承载有效信号的子载波个数；

28、

k0表示ofdm系统中参考信号频域分布的偏移。

29、在一个优选的实施例中，第

k个降噪结果记为，表示为：

30、

31、其中，除第0根接收天线外每根接收天线均能够得到

nsc/

drs个降噪结果。

32、在一个优选的实施例中，第

p根接收天线上的第

n个等效时域冲激响应结果记为，表示为：

33、

34、其中，除第0根接收天线外每根接收天线均可得到

nfft/

drs个等效时域冲激响应结果；

35、

nfft表示ofdm系统的快速傅里叶变换点数；

36、

nfft/

drs为快速逆傅里叶变换点数。

37、在一个优选的实施例中，所述第一降噪滤波处理结果记为，表示为：

38、

39、其中：

40、

τl表示干扰信号对应信道主径前向时延扩展值；

41、

τr表示干扰信号对应信道主径后向时延扩展值。

42、在一个优选的实施例中，所述第一干扰信号信道相对估计结果表示为：

43、

44、其中，表示第

p根接收天线第

k个干扰信号信道相对估计结果。

45、在一个优选的实施例中，第

l个包含dmrs的ofdm符号上第

p根接收天线第

k个有效信号信道相对最小二乘估计结果记为，表示为：

46、

47、其中：

48、

xrs(

l,

k)表示第

l个包含dmrs的ofdm符号上第

k个参考信号。

49、在一个优选的实施例中，所述归一化频偏结果记为

αfo表示为：

50、

51、其中，

cfo(

l)表示第

l个包含dmrs的ofdm符号和第

l+1个包含dmrs的ofdm符号的相关值。

52、在一个优选的实施例中，所述时域合并降噪结果表示为：

53、

54、其中，表示第

p根接收天线上第

k个时域合并降噪结果。

55、在一个优选的实施例中，所述有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应表示为：

56、

57、其中，表示第

p根接收天线上的第

n个有效信号信道相对估计结果的时域冲激响应。

58、在一个优选的实施例中，所述噪声功率表示为：

59、表示为：

60、

61、其中：

62、表示第

p根接收天线的噪声功率；

63、

mni表示用于计算噪声功率所需的时域冲激响应的点数。

64、在一个优选的实施例中，第

p根接收天线对应多径时延扩展范围和最强传输路径对应时延分别记为和，表示为：

65、

66、其中：

67、

τmax表示最大多径时延；

68、

τmin表示最小多径时延；

69、

τ0表示最强径时延；

70、

ηthr表示搜索传输路径的相对判决门限。

71、在一个优选的实施例中，所述第二降噪滤波处理结果表示为：

72、

73、其中，表示第

p根接收天线上的第

n个第二降噪滤波处理结果。

74、在一个优选的实施例中，所述第二干扰信号信道相对估计结果表示为：

75、

76、其中，表示第

p根接收天线第

k个第二干扰信号信道相对估计结果。

77、在一个优选的实施例中，所述最终有效信号信道估计结果表示为：

78、

79、其中：

80、表示第

p根接收天线第

k个最终有效信号信道估计结果；

81、

msmooth表示自适应平滑插值的窗宽度；

82、

ηsmooth表示基于多径时延扩展计算自适应平滑插值窗宽度的阈值。

83、在一个优选的实施例中，所述接收信号表示为：

84、

85、其中：

86、

y(

sdata(

l),

k)表示第

k个接收信号；

87、

sdata(

l)表示单个时隙中第

l个承载有数据信号的ofdm符号的序号；

88、

ndata_sym表示ofdm系统中单个时隙包含的承载有数据信号的ofdm符号个数。

89、综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

90、本发明无需大规模天线阵列，仅在常规多天线配置下，就可在视距传播信道（lineof sight，los）和单一宽带干扰源条件下以较低复杂度实现信号接收。示例4接收天线条件下可在干信比-25db条件下正确解析出接收信号。并且，本发明可直接耦合到nr系统接收端的信道均衡模块，不受多普勒效应影响，也无需预知干扰波形信息。