具有预充电操作模式的电力转换器的制作方法

1.本发明涉及电力转换领域。具体地，本发明涉及一种电转换器和一种用于控制该电转换器的方法。


背景技术：

2.从us 5784269中可知，向三相整流器添加相选择开关电路以选择中间相。相选择开关电路耦合到降压-升压型电流注入开关电路，以减少与三相ac输入电力相关联的谐波。三相整流器进一步包括升压电路，该升压电路将dc输出电压提高到超过由三相ac输入提供的电压。
3.上述类型的三相整流器在车辆电池充电系统中和磁共振成像(mri)设备(其典型的输出电压额定值大约在800至1000v dc之间)的梯度放大器中得到了有用的应用。
4.与上述整流器相关联的一个缺点是预充电，即，启动时输出电压的升高并不直接。已知使用通过继电器连接的电阻元件来执行预充电。然而，这种解决方案需要很大的体积，并导致电阻元件中的功率损耗。


技术实现要素：

5.因此，在本领域中需要提供改进的上述类型的三相整流器。特别地，需要提供以有限的附加成本实现平稳且安全的预充电(启动)过程的三相整流器。
6.因此，根据本发明的第一方面，提供了一种如在所附权利要求中所阐述的用于将具有三个相电压的ac信号转换成dc信号(反之亦然)的电转换器。
7.根据本发明的电转换器的特征在于第一转换器级。第一转换器级可操作用于将在三个相端子处的ac信号转换成在上部中间节点和下部中间节点处的第一dc信号。第一转换器级可以包括三相桥式转换器/整流器(例如，三桥臂六开关转换器/整流器)，例如，该三相桥式转换器/整流器包括三个桥臂或由三个桥臂构成，这三个桥臂的中点分别连接到三个相端子中的每一个。第一转换器级进一步包括相选择器，该相选择器可操作用于通过第一有源(可控制)开关将三个相端子连接到中部中间节点。有利地，第一开关是有源半导体开关。电转换器进一步包括布置在第一转换器级与输出滤波器之间的第二转换器级。第二转换器级包括开关节点和将开关节点连接到dc端子中相应的一个端子的一对第二开关。中部中间节点连接到开关节点。第二开关有利地被配置为形成将中部中间节点连接到dc端子的电流注入电路，例如，第二开关通过脉冲宽度调制来操作。电流注入电路有利地是降压-升压电路。电转换器有利地包括输入滤波器，有利地，该输入滤波器包括被配置为对通过中部中间节点的电流进行滤波的第一电感器。第一电感器可以将中部中间节点连接到开关节点。包括一个或多个电容器的输出滤波器连接在电转换器的两个dc端子之间。
8.电转换器包括被配置为根据第一操作模式(被称为正常操作)操作用于将三相ac信号转换成dc信号的电转换器的控制器。在正常操作期间，控制器操作相选择器的第一开关，使得具有三个相电压中的最高电压与最低电压之间的中间电压(即，具有三个相电压中
的最小瞬时绝对值)的相端子连接到中部中间节点。同时，三相桥式整流器将具有最高电压的相端子连接到上部中间节点，并且将具有最低电压的相端子连接到下部中间节点。
9.根据本发明，电转换器被配置为将上部中间节点和/或下部中间节点与所有相端子断开连接。该功能可以通过第三开关来实现，该第三开关被配置为中断三相桥式转换器/整流器与上部中间节点或下部中间节点之间的电连接。第三开关由控制器控制，并且在第一操作模式(正常操作)中保持闭合，以确保具有最高电压的相输入被施加到上部中间节点、和/或具有最低电压的相输入被施加到下部中间节点。替代性地，上述功能可以通过为三相桥式整流器提供有源或可控制开关以允许(有源地或可控制地)将上部中间节点和/或下部中间节点与所有相端子断开连接来实现。
10.根据一方面，控制器以第二操作模式实施。在第二操作模式期间，控制器被配置为控制第一开关以及可能地第二开关的切换，以便在中部中间节点与输出滤波器之间施加相电流，同时保持上部中间节点或下部中间节点与所有相端子断开连接。在第二操作模式期间，第一开关有利地(由控制器)操作，使得电流被引导为对(多个)输出滤波电容器充电。
11.因此，在第二操作模式下，上部中间节点或下部中间节点保持与所有相端子断开连接，以(部分地)禁用三相桥式整流器的操作，同时相选择器被控制为允许间歇地将相电流注入到(多个)输出滤波电容器，以便逐步对(多个)电容器充电，因此提高输出端子处的输出电压。控制器有利地被配置为在启动时以第二操作模式操作，并且一旦达到期望的输出电压就切换到第一操作模式。
12.当使用第三开关时，该第三开关在第二操作模式下保持断开。第三开关可以被提供为有源半导体开关(比如，mosfet)，或者被提供为继电器，这两者都可以由控制器操作。
13.在第二操作模式期间，第一开关有利地(由控制器)操作，以便将具有比上部输出端子处的电压更高的下落/下降电压的相输入施加到中部中间节点。该相输入可以从下落电压下落到预定阈值电压以下的时刻开始施加，该预定阈值电压高于上部输出端子的瞬时电压。替代性地，第一开关有利地(由控制器)操作，以便将具有比下部输出端子处的电压更低的上升电压的相输入施加到中部中间节点。该相输入可以从上升电压达到预定阈值电压的时刻开始施加，该笃定阈值电压低于下部输出端子的瞬时电压。
14.根据本发明的电转换器设计允许以最少的添加硬件对dc总线电压进行受控的预充电，并且因此允许以最小的成本提高操作的简易性并延长使用寿命。
15.有利地，输出级包括与输出滤波器并联连接到上部中间节点和下部中间节点的升压电路。升压电路有利地包括连接到上部中间节点的上部升压电路和连接到下部中间电压节点的下部升压电路。上部升压电路和下部升压电路分别连接在公共节点与上部输出端子和下部输出端子之间。上部升压电路和下部升压电路可以各自包括桥臂或由桥臂构成，每个桥臂包括有利地由脉冲宽度调制(pwm)控制信号控制的可有源切换的半导体开关，以控制穿过电路的电流，具体地穿过升压电路的对应电感器的电流。于是，在第一操作模式下，上部升压电路控制具有三相ac输入电压中的最高电压的相输入端中的电流，并且下部升压电路控制具有三相ac输入电压中的最低电压的相输入端中的电流。另外，电流注入电路控制具有介于最高电压与最低电压之间的电压的相输入端中的电流。
16.有利地，提供了电流控制回路，该电流控制回路生成适当的脉冲宽度调制(pwm)控制信号，该pwm控制信号控制(上部和下部)升压电路和电流注入电路两者的半导体开关，以
便控制每个电感器或相输入端中的电流。有利地，对控制升压电路(上部升压电路和下部升压电路)和电流注入电路的半导体开关的这些脉冲宽度调制控制信号进行交织，以便减少输出滤波电容器的电流应力(并且因此潜在地也减小尺寸)，例如从而最小化输出电容器电流的纹波值和/或rms值。
17.有利地，电转换器包括输入滤波器。该输入滤波器可操作地耦合到升压电路并且可以被认为形成升压电路的一部分。该输入滤波器有利地包括可操作地连接到上部中间节点、下部中间节点以及可能地中部中间节点中的每一个的电感器。这些电感器可以以各种方式连接。在一个示例中，这些电感器连接在相应中间节点与升压电路之间。在替代性示例中，这些电感器连接在相输入端子与三相桥式整流器之间。
18.该输入滤波器可以进一步包括可操作地耦合到电感器的滤波电容器。滤波电容器有利地连接在相输入端子与上述电感器之间。当电感器连接在相应中间节点与升压电路之间时，滤波电容器可以布置在中间节点与上述电感器之间，或者在相输入端子与三相桥式整流器之间。当电感器连接在相输入端子与三相桥式整流器之间时，滤波电容器连接在相输入端子与电感器之间。滤波电容器有利地将上部中间节点、中部中间节点和下部中间节点互连。在每种情况下，滤波电容器有利地以星形构型互连。当使用星形构型时，星点有利地连接到升压电路的公共节点，例如，上部升压电路与下部升压电路之间的节点。
19.上部升压电路、下部升压电路和/或电流注入电路有利地包括通过脉冲宽度调制控制的可有源切换的半导体开关。在正常操作期间，有利地由电流控制器为上部升压电路、下部升压电路和电流注入电路中的每一个单独生成脉冲宽度调制控制信号。
20.有利地，电转换器包括用于测量以下各项中的一项或多项的装置：三相ac输入电压、(第一电感器的以及可能地第二电感器和第三电感器的)电感器电流、相电流和dc输出电压。该测量装置可以耦合到控制器。控制器被有利地被配置为基于这些测量并且可能地基于所提供的设定值生成用于(例如，相选择器和/或升压电路和/或电流注入电路的)电转换器的半导体开关的(pwm)控制信号。
21.根据本发明的第二方面，提供了一种包括第一方面所述的电转换器的电池充电系统或磁共振成像装置。
22.根据第三方面，提供了一种如在所附权利要求中所阐述的用于将三相ac输入转换为dc输出的方法。该方法有利地在如上所述的电转换器中实施。
23.本发明的一方面涉及一种电转换器，该电转换器例如可以用于将来自电网(可以是低压(例如，50hz频率下的380v至400vrms)电网)的三相ac电压转换成高dc输出电压(例如，800v至1000v)。
附图说明
24.现在将参考附图更详细地描述本发明的方面，其中相同的附图标记展示了相同的特征，并且在附图中：
25.图1示意性地示出了根据本发明的实施例的单向电转换器。
26.图2a至图2c分别示出了ac相输入端、中间节点和输入滤波电容器的电压图。图2d示出了输入滤波电感器的电流图。图2e示出了相电流图。图2f示出了在正常操作(第一操作模式)期间相选择器开关的开关状态图，其中，值0对应于关闭或断开状态，而值1对应于接
通或闭合状态。图2g示出了在ac市电电压的360
°
周期期间升压(上部和下部)电路和降压-升压电路的开关的开关状态图，并且展示了根据本发明的实施例的电转换器的整体操作原理。
27.图3示出了用于如本文所描述的电转换器的第一操作模式的中央控制单元和控制方法的有利实施方式的框图。
28.图4a、图4b、图4c示出了在电转换器的升压(上部和下部)桥臂和降压-升压桥臂的五个连续切换循环内的电压、电流和开关状态的图，并且展示了根据本发明的实施例的这些桥臂的pwm调制。
29.图5示意性地示出了根据本发明的实施例的双向电转换器。
30.图6在上部曲线图中表示了相输入电压和输出电压的逐步预充电，并且在下部曲线图中表示了通过耦合到中部中间节点的第一电感器的用于对图1或图5的电转换器进行预充电的对应相电流。
31.图7示意性地示出了根据本发明的实施例的替代性电转换器。
32.图8在上部曲线图中表示了相输入电压和输出电压的逐步预充电，并且在下部曲线图中表示了通过耦合到中部中间节点的第一电感器的用于对图7的电转换器进行预充电的对应相电流。
33.图9示意性地示出了根据本发明的实施例的具有放置在相选择器之前而不是之后的输入滤波器的单向电转换器。
34.图10a至图10d示出了可以在本发明的电转换器中使用的相选择器的不同变体。
35.图11表示了根据本发明的电转换器的变体，其在输出转换器级中具有简化的升压电路。
36.图12表示了根据本发明的各方面的电转换器，该电转换器包括用于连接到电网的中性导体(第四相)的连接端子。
37.图13表示了根据本发明的输入级的变体，该输入级包括用于在电转换器关闭时捕获输入滤波电感器的能量的缓冲器。
38.图14表示了根据本披露内容的各方面的电池充电系统。
具体实施方式
39.图1示出了被称为荷兰整流器(dutch rectifier)的电转换器100，该电转换器包括输入转换器级11和输出转换器级12。电转换器100进一步包括输入滤波器13和输出滤波器15。
40.电转换器100是ac到dc转换器，该电转换器具有连接到三相ac电网21的三相电压的三个相输入端a、b、c，以及例如可以连接到dc负载22(比如电动汽车的高压(例如，800v)电池)的两个dc输出端p、n。
41.输入转换器级11包括与三个相输入端a、b、c连接的三个相接头a、b、c，并且包括三个输出端x、y、z。这些输出端可以看作是上部中间电压节点x、下部中间电压节点y和中部中间电压节点z。
42.输入转换器级11包括三相桥式整流器24和相选择器25，该三相桥式整流器由三个桥臂16、17、18构成，其中，每个桥臂包括以半桥配置的形式连接的两个无源半导体器件(二
极管d
ax
和d
ya
用于臂16，d
bx
和d
yb
用于臂17，d
cx
和d
yc
用于臂18)，该相选择器包括三个选择器开关(s
aza
、s
bzb
和s
czc
)，这些选择器开关各自包括两个反向串联连接的可有源切换的半导体器件。每个这样的可切换半导体器件有利地具有反向并联二极管。在该示例中，金属氧化物场效应晶体管(mosfet)用于可有源切换的半导体器件，并且各自包括可以代替外部反向并联二极管的内部反向并联体二极管。
43.输出转换器级12包括两个堆叠的升压桥臂19、20和一个降压-升压桥臂14或由其构成。每个升压桥臂(19，20)包括以半桥配置连接的升压开关(s
xm
用于上部升压桥臂19以及s
my
用于下部升压桥臂20)和升压二极管(d
xp
用于上部升压桥臂19以及d
ny
用于下部升压桥臂20)。降压-升压桥臂14包括以半桥配置连接的两个降压-升压开关(s
pz
和s
zn
)。上部升压桥臂19的中部节点r经由上部升压电感器l
x
连接到中间电压节点x，下部升压桥臂20的中部节点s经由下部升压电感器ly连接到中间电压节点y，并且降压-升压桥臂14的中部节点t经由中部降压-升压电感器lz连接到中间电压节点z。
44.上部升压桥臂19和下部升压桥臂20的公共节点m有利地连接到输出滤波器15的中点q，该输出滤波器包括串联连接在上部输出节点p与下部输出节点n之间的两个输出滤波电容器g
pm
，c
mn
、以及形成电容器c
pm
与c
mn
之间的中间节点的中点q。
45.上部升压桥臂19连接在上部输出节点p与公共节点m之间(即，与上部输出滤波电容器c
pm
并联)，并且以如下方式布置：当开关s
xm
断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管d
xp
从中间电压节点x流到上部输出节点p，并且当开关s
xm
闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关s
xm
从中间电压节点x流到公共节点m(反之亦然)。升压桥臂19的升压开关(s
xm
)是可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
46.下部升压桥臂20连接在公共节点m与下部输出节点n之间(即，与下部输出滤波电容器c
mn
并联)，并且以如下方式布置：当开关s
my
断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管d
ny
从下部输出节点n流到中间电压节点y，并且当开关s
my
闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关s
my
从公共节点m流到中间电压节点y(反之亦然)。升压桥臂20的升压开关(s
my
)是可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
47.降压-升压桥臂14连接在上部输出节点p与下部输出节点n之间(即，与dc负载22并联)并且充当电流注入电路，使得：当开关s
pz
闭合(导通，接通状态)而开关s
zn
断开(非导通，关闭状态)时电流从中间电压节点z流到上部输出节点p(反之亦然)，并且当开关s
zn
闭合(导通，接通状态)而开关s
pz
断开(非导通，关闭状态)时电流从中间电压节点z流到下部输出节点n(反之亦然)。降压-升压桥臂14的降压-升压开关(s
pz
，s
zn
)是以互补方式控制的(即，一个闭合时另一个断开，反之亦然)可有源切换的半导体器件，例如，mosfet。
48.有利地，作为输入滤波器13的一部分的三个高频(hf)滤波电容器c
x
，cy，cz以星形连接的形式使中间电压节点x、y、z互连。通常，有利的是，三个电容器c
x
，cy，cz具有基本上相等的值以便对称地加载ac电网。
49.根据本发明的一方面，电转换器100包括连接在桥式整流器24的上部节点与上部中间节点x之间的开关器件23。开关器件23允许中断桥式整流器24与上部中间节点x之间的电连接。开关器件23在图1中被表示为继电器开关，但是替代性地可以是任何合适的开关器件，比如，有源或至少可控制的半导体开关(例如，mosfet)。开关器件23有利地可操作地连接到控制器40。
50.根据本发明的一方面，控制器被配置为根据被称为正常操作的第一操作模式和被称为启动操作的第二操作模式进行操作，这将在本文中进一步描述。
51.中央控制单元40有利地控制电转换器100的所有可控制半导体器件(开关)，经由通信接口50向每个开关发送控制信号。具体地，半导体器件s
aza
、s
bzb
、s
czc
、s
xm
、s
my
、s
pz
、s
zn
由控制器40控制。此外，控制单元具有测量输入端口(42，43，44，45)用于接收以下各项的测量结果：
·
42：ac电网相电压va，vb，vc；
·
43：电感器电流i
lx
，i
ly
，i
lz
；
·
44：dc总线电压v
pn
；
·
45：dc总线中点电压v
mn
＝-v
nm
，并且控制单元还具有输入端口41，用于接收设定值，该设定值可以是所请求的dc输出电压控制器操作特别允许在正常操作期间实现电感器电流i
lx
，i
ly
，i
lz
的分段正弦形状。
52.图1中示出的电转换器100是单向的，因为输入级11和输出转换器级12包含二极管，仅允许从ac电网21中汲取电力并将该电力在输出端处提供给负载22。另一方面，图5示出了根据本发明的双向电转换器200。电转换器200与转换器100的不同之处在于，图1中示出的转换器的输入级11的二极管(d
ax
，d
bx
，d
cx
，d
ya
，d
yb
，d
yc
)和输出转换器级12的二极管(d
xp
，d
ny
)已经分别用输入级211中的可控制半导体开关(s
xa
，s
xb
，s
xc
，s
ay
，s
by
，s
cy
)和输出转换器级212中的可控制半导体开关(s
yn
，s
px
)代替。开关器件23被提供为半导体开关，例如，mosfet。电转换器的正常操作
53.在正常操作期间，开关器件23保持闭合(导通状态)，以通过桥式整流器24将具有最高电压的相输入施加到上部中间节点x。
54.再次参考图1，与具有三相ac输入电压中的最高电压的相输入端a、b或c连接的桥式整流器24的桥臂以对应相输入端a、b或c连接到上部中间电压节点x的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的上部二极管(d
ax
，d
bx
，d
cx
)将对应相接头a、b或c与节点x连接，而桥臂的对应选择器开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)断开(非导通，关闭状态)。与具有三相ac输入电压中的最低电压的相输入端a、b或c连接的整流器24的桥臂以对应相输入端a、b或c连接到下部中间电压节点y的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的下部二极管(d
ya
，d
yb
，d
yc
)将对应相接头a、b或c与节点y连接，而桥臂的对应选择器开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)断开(非导通，关闭状态)。具有三相ac输入电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b或c通过相选择器25连接到中部中间电压节点z。为了实现这一点，相选择器25经由闭合的(导通的，接通状态)选择器开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)将对应的相接头a、b或c与节点z连接。
55.在具有基本上均衡的相电压的三相ac电网中，例如，如图2a所示，三相ac输入电压(图2a中示出)被转换成提供在上部中间电压节点x、下部中间电压节点y与中部中间电压节点z之间的三个中间dc电压(图2b中示出的v
xz
，v
zy
，v
xy
)。这些dc电压因此以分段正弦形状示出。如以上所解释的，三相ac输入电压到三个中间dc电压的转换是输入级11的操作结果。选择器开关(s
aza
，s
bzb
，s
czc
)的开关状态(接通
→
s＝1，关闭
→
s＝0)在图2f中示出。可以看出，在ac市电电压周期(360
°
)内的整个特定60
°
扇形期间，开关持续“接通”或“关闭”。同样，在ac市电电压的周期(360
°
)内，在整个特定扇形(例如60
°
)期间，桥式整流器24的二极管为“导通”或“非导通”。开关和二极管的状态组合对于三相ac输入电压的每个60
°
扇形都是唯一的并且取决于相输入端(a，b，c)的电压值。开关和二极管的6种唯一状态的序列会在ac市电电压的每个周期(360
°
)内重复其自身。
56.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的dc-dc升压电路(上部升压电路)，该dc-dc升压电路包括hf滤波电容器c
x
、上部升压电感器l
x
、上部升压桥臂19和上部输出电容器c
pm
。该上部升压电路的输入电压是跨电容器c
x
两端的电压v
cx
(图2c中示出)并且该上部升压电路的输出电压是跨上部输出电容器c
pm
两端的电压v
pm
，其电压值基本上等于总dc总线电压的一半(v
pm
≈v
pn
/2)。可以通过开关s
xm
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的上部升压电路，以便控制上部升压电感器l
x
中的电流。
57.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的“反向的”(负输入电压和负输出电压)dc-dc升压电路(下部升压电路)，该dc-dc升压电路包括hf滤波电容器cy，、下部升压电感器ly、下部升压桥臂20和下部输出电容器c
mn
。该下部升压电路的输入电压是跨电容器cy两端的电压v
cy
(图2c中示出)并且该下部升压电路的输出电压是跨下部输出电容器c
mn
的电压v
nm
，其电压值基本上等于总dc总线电压的负一半(v
nm
≈-v
pn
/2)。可以通过开关s
my
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的下部升压电路，以便控制下部升压电感器ly中的电流。
58.从中间电压节点x、y、z朝向输出端子p、n的角度看，形成常规的dc-dc降压-升压电路(中部降压-升压电路)，该dc-dc降压-升压电路包括hf滤波电容器cz、中部降压-升压电感器lz、降压-升压桥臂14和输出电容器c
pm
、c
mn
的串联连接。该dc-dc降压-升压电路可以看作是类似于单相半桥电压源转换器(vsc)。该中部降压-升压电路的输入电压是跨电容器cz两端的电压v
cz
(图2c中示出)并且该中部降压-升压电路的输出电压是跨输出电容器c
pm
、c
mn
的串联连接的输出电压v
pn
。可以通过开关s
pz、szn
的pwm调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作所形成的中部降压-升压电路，以便控制中部降压-升压电感器lz中的电流。
59.图2g示出了上部升压桥臂19的开关s
xm
的状态、下部升压桥臂20的开关s
my
的状态以及中部降压-升压桥臂14的开关s
pz
的状态(注意开关s
zn
的状态与开关s
pz
的状态互补)。从指示对应开关的pwm调制的黑色条形可以看出，开关s
xm
、s
my
、s
pz
、s
zn
均为pwm调制的。
60.电感器l
x
、ly、lz中的电流i
lx
、i
ly
、i
lz
的示例在图2d中示出。如可以看到的，这些电流被控制为具有分段正弦形状，并且被变换(即，作为输入级11的操作结果)成为图2e中示出的三个正弦ac相电流ia、ib、ic。
61.图3示出了在被称为正常操作的第一操作模式期间，图1的中央控制单元40的有利实施方式的框图。电转换器100在图3中被表示为
‘
单线’等效电路，其中，元件的标注对应于图1中给出的那些标注。信号线中的三个斜线指示三个相信号的捆绑，并且可以表示到向量表示的转变。
62.控制单元40的目标是将输出电压v
pn
控制为经由输入端口41从外部单元接收到的所请求的设定值以及均衡跨两个输出电容器c
pm
和c
mn
两端的电压，例如通过将跨下部输出电容器c
mn
两端的电压控制为基本上等于dc总线电压的一半来均衡。另外，从相输入端(a，b，c)汲取的电流需要基本上呈正弦形状，并且与对应相电压基本上同相控制。如先前所解释的，这也可以通过控制电感器电流i
lx
、i
ly
、i
lz
(即，代替直接控制相电流ia、ib、ic)以具有分段正弦形状来实现。具体地，控制电感器电流的低通滤波值，同时通过hf滤波电容器
(c
x
、cy、cz)对电感器电流的高频纹波进行滤波。
63.使用级联控制结构有利地完成对输出电压v
pn
的控制，该级联控制结构包括外部电压控制回路60和内部电流控制回路70。输出电压的设定值经由输入端口41输入到比较器61，并且与从测量处理单元95(例如，包括低通滤波器)获得的测量输出电压进行比较。比较器61的输出是输出电压的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到控制元件62(例如，包括比例积分控制块)，该控制元件输出相电流的振幅的瞬时设定值。这些振幅输入到乘法器63，并且与从计算元件64获得的信号相乘(该计算元件输出相电压的归一化瞬时值)。计算元件64的输入是从测量处理单元93(例如，包括低通滤波器)获得的测量相电压。乘法器63的输出是瞬时的(例如经过低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值并且其形状基本上为正弦形状并且基本上与对应相电压同相定位。在通过加法元件67和选择元件81之后，设定值输入到电流控制器70，加法元件和选择元件的功能将在下文中进一步详细描述。
64.电流控制器70分为三个单独的电流控制器71、74、77，其中：
·
单独的电流控制器71用于控制中部降压-升压电感器lz中的电流。该控制通过对包含中部降压-升压桥臂14的中部降压-升压电路的开关s
pz
、s
zn
进行pwm调制来完成。作为输入级11的操作结果，随后，控制器71控制具有介于三相ac电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b、c的电流；
·
单独的电流控制器74用于控制上部升压电感器l
x
中的电流。该控制通过对包含上部升压桥臂19的上部升压电路的开关s
xm
进行pwm调制来完成。作为输入级11的操作结果，随后，控制器74控制具有三相ac电压中的最高电压的相输入端a、b、c的电流：
·
单独的电流控制器77用于控制下部升压电感器ly中的电流。该控制通过对包含下部升压桥臂20的下部升压电路的开关s
my
进行pwm调制来完成。作为输入级11的操作结果，随后，控制器77控制具有三相ac电压中的最低电压的相输入端a、b、c的电流。
65.选择器元件81用于根据相输入端(a，b，c)的电压值，将瞬时相电流的设定值(图2d中示出)发送给正确的单独电流控制器(71，74，77)，从而产生每个电感器电流控制器的电感器电流设定值(图2e中示出)，其中：
·
将具有三相ac电压中的最高电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器74，从而产生设定值
·
将具有三相ac电压中的最低电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器77，从而产生设定值
·
将具有介于三相ac电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入端a、b、c的相电流设定值发送到单独的电流控制器71，从而产生设定值
66.在每个单独的电流控制器中，将接收到的瞬时电感器电流设定值输入到比较器(例如单独的电流控制器71的比较器72)，并且与从测量处理单元94(例如，包括低通滤波器)获得的测量电感器电流进行比较。比较器的输出是电流的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到控制元件(例如，单独的电流控制器71的控制元件73)，该控制元件的输出被输入到pwm生成元件(例如，单独的电流控制器71的pwm生
成元件54)。单独的电流控制器的pwm生成元件生成pwm调制的控制信号以用于pwm控制的桥臂(即，上部升压电路的上部升压桥臂19、下部升压电路的下部升压桥臂20和中部降压-升压电路的中部降压-升压桥臂14)的可控制半导体开关。这些pwm调制的控制信号经由通信接口50发送到适当的桥臂。
67.取决于相输入端(a，b，c)的电压值，在三相ac输入电压的每个60
°
扇形期间，输入级11的选择器开关为“接通”或“关闭”。用于选择器开关的控制信号由开关信号发生器51、52、53生成。
68.可以通过将偏移值加到由乘法器63输出的瞬时(例如，经低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值来完成dc总线中点均衡。通过使用比较器65将从测量处理单元96(例如，包括低通滤波器)获得的测量的dc总线中点电压与设定值(例如，v
pn
/2)进行比较并将比较器65输出的误差信号馈送到控制元件66中来获得偏移值。
69.通过使用这样的控制单元40和在上文中详细描述的控制方法控制电转换器100来获得图2e中示出的相电流ia、ib、ic。在图2e中还示出了瞬时(例如，经低通滤波的)相电流ia、ib、ic的设定值作为到图3中示出的选择器元件81的输入。如上文所解释的，相电流ia、ib、ic是间接控制的，即，这些相电流是电感器电流i
lx
、i
ly
、i
lz
(图2d中示出)的控制和输入级11的操作的结果。电感器电流的设定点是由选择器元件81基于测量的相电压从设定值中得到的。
70.图4a至图4c示出了电转换器100的桥臂的在大约ωt＝45
°
的时间间隔内的五个连续切换循环(即，每个切换循环具有切换周期ts，其等于1/fs，其中fs为切换频率)内的图，该时间间隔位于三相ac输入电压的其中0≤ωt＜60
°
的扇形内(参见图2)。在该扇形内，输入级11的选择器开关和二极管处于以下开关状态：
·
开关s
aza
＝0(关断)，二极管d
ax
＝1(导通)，二极管d
ya
＝0(阻断)；相接头a与节点x连接；
·
开关s
bzb
＝0(关断)，二极管d
bx
＝0(阻断)，二极管d
yb
＝1(导通)；相接头b与节点y连接；
·
开关s
czc
＝1(接通)，二极管d
cx
＝0(阻断)，二极管d
yc
＝0(阻断)；相接头c与节点z连接；
71.图4a至图4c在毫秒时间轴上示出了电压、电流和切换信号。图4a对应于上部升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
lx
(以及该电流设定值)、电感器电压v
lx
以及pwm调制的上部升压桥臂19的开关的控制信号s
xm
。图4b对应于下部升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
ly
(以及该电流设定值)、电感器电压v
ly
以及pwm调制的下部升压桥臂20的开关的控制信号s
my
。图4c对应于中部降压-升压电路的操作，示出了对应电感器电流i
lz
(以及该电流设定值)、电感器电压v
lz
以及pwm调制的桥臂14的上部开关的控制信号s
pz
。注意，pwm调制的桥臂14的下部开关控制信号s
zn
与控制信号s
pz
互补。
72.为了最小化电转换器的ac输入电流的总谐波失真(thd)，有利地最小化了相电流ia、ib、ic的高频纹波。
73.电转换器100的优点在于上部升压电感器和下部升压电感器的半切换周期伏秒积/面积小于常规六开关升压型pfc整流器的升压电感器的伏秒积/面积。这是因为施加到
这些电感器的电压小于在常规六开关升压型pfc整流器的情况下施加的电压。对于中部降压-升压电感器，施加的电压不一定更小，但是电感器中流动的电流的值小于常规六开关升压型pfc整流器的电感器中流动的电流的值。因此，具有较小的磁能储存的较小电感器是可行的，从而使得由本发明提供的三相ac到dc电转换器100的功率容积比更高。电转换器的启动(预充电)操作
74.在启动时，逐渐升高输出电压v
pn
对于电部件的使用寿命是很重要的。根据本发明，在控制器40中实施专用操作模式。参考图5，开关器件23被断开以中断桥式整流器24的上部节点与上部中间节点x之间的导通。没有电流流过电感器l
x
。相选择器25现在被操作以在中部中间节点z处施加相输入电压，该相输入电压略高于输出端子p、n两端的(瞬时)输出电压v
pn
。通过这样做，由于连接到开关节点t与端子p之间的开关s
pz
的(内部)反并联二极管d
zp
的导通，相电流流流过电感器lz并且进一步流到上部输出端子p。电流路径由图5中的箭头指示，并且因此从中部中间节点z经过开关节点t，经过反并联二极管d
zp
，并且经过输出滤波器15的电容器c
pm
、c
mn
，回到下部中间节点y。
75.将容易注意到，开关s
pz
和s
yn
都不需要被操作，并且这些开关可以保持在非导电状态(断开)。替代性地，开关s
pz
和s
yn
可以由控制器40有源操作，使得s
pz
导通而s
yn
保持断开，反之亦然，这取决于所使用的切换方案，这将在下面进一步描述。通过这样做，与仅通过反并联二极管d
zp
操作的情况相比，降低了损耗。
76.参考图6，相选择器25有利地被操作以在具有下落(下降)电压的相输入端a、b、c的下落电压水平高于端子p处的瞬时电压电势时将该相输入端连接到中部中间节点z。将具有下落电压的相输入端连接到中部中间节点z的时刻t1可以被适当地选择为相电压va、vb、vc下落到低于阈值的时刻，该阈值高于p处的电压电势(v
pn
)(例如，高于p处的电压电势的瞬时值5v到10v之间)。在第二替代方案中，t1被选择为t2之前的预定时间(例如，该时刻之前的1μs到10μs之间)，其中，t2是下落相电压达到/越过p处的电压电势的值的时刻。第二替代方案可以通过例如基于(多个)先前循环的数据和/或基于相输入电压和输出电压的测量值预测时刻t2来实施。
77.每当相选择器25的开关s
aza
、s
bzb
和s
czc
被操作以将下落相电压连接到中部中间节点时，电流脉冲流过电感器lz和输出滤波器，从而对电容器c
pm
、c
mn
充电并进一步提高v
pn
。将容易注意到，通过适当地选择时刻t1，可以控制电流脉冲的幅度，并且因此控制输出级预充电的动态。
78.在时刻t2，下落相电压达到/越过与电流脉冲最大值相对应的p处的电压电势的值。此后，通过电感器lz的电流幅度减小，直到在时刻t3处变为零。在t3处，二极管d
zp
切换到非导通状态，并且在预充电操作期间开关s
pz
被有源控制的情况下，控制器40控制开关s
pz
切换到非导通状态。这可以防止电流变为负值，并使输出滤波器的电容器放电。
79.控制器40被配置为操作相选择器25的开关s
aza
、s
bzb
和s
czc
，以如上所述地那样选择性地将适当的相输入端连接到中部中间节点。也就是说，适当的开关s
aza
、s
bzb
和s
czc
在时刻t1被切换到导通状态，并且在时刻t3或之后被断开连接。在相选择器开关s
aza
、s
bzb
和s
czc
由两个反串联放置的半导体开关(fet)形成且每个半导体开关具有一个反并联二极管例如以实现电流双向性的情况下，可以仅操作这两个fet开关中的一个，而另一个通过反并联二极管导通。通过这样做，当电流变为负值时，相应的反并联二极管自动变为非导通状态。因此，在
t3处s
pz
的切换变得不那么关键。电转换器有利地包括电压测量传感器，该电压测量传感器用于测量在输入端子a、b、c处的相电压，并且其可操作地耦合到控制器40，以供该控制器在选择时刻t1时使用感测到的电压水平。
80.现在参照图7描述根据本发明的启动操作的替代实施例，该图呈现了电转换器400，该电转换器与电转换器100或200的不同之处在于开关23的位置。整流器桥16、17、18的上部节点与上部中间节点x之间的开关23被省去，并且由整流器桥16、17、18的下部节点与下部中间节点y之间的开关43代替。这种布置允许通过如图7中的箭头所示的反向电流流动方案实现dc总线电压v
pn
的逐步预充电。
81.在操作的启动模式期间，控制器40操作开关43(或在图1的情况下的开关23)处于断开(非导通)状态。整流器桥24确保在输入端子a、b、c处的最高相电压被施加到上部中间节点x，从而使得输出节点p处于高电势。控制器40然后操作相选择器25的开关，以由于下部整流器桥开关d
ya
、d
yb
、d
yc
与下部中间节点断开连接而允许实现返回电流路径。如图8所示，通过这样做，可以使电流流过输出滤波器15，以对电容器c
pm
和c
mn
充电。因此，电流从上部中间节点通过节点r和d
xp
流到输出滤波器15，并且通过下部开关s
zn
(的反并联二极管)流到开关节点t，然后回到中部中间节点z，通过相选择器25的适当切换，电流被从该中部中间节点递送回输入端子。在该操作期间，降压-升压电路的开关s
pz
保持在断开状态(非导通)，并且开关s
zn
可以处于断开或闭合状态。如果保持断开，电流路径将流过耦合到s
zn
的反并联二极管。
82.图8以图形方式示出了转换器400的相选择器25的开关的有利切换方案。相选择器25有利地被操作以在具有上升(升高)电压的相输入端a、b、c的上升电压水平低于端子n处的瞬时电压电势时将该相输入端连接到中部中间节点z。将具有上升电压的相输入端连接到中部中间节点z的时刻t1可以被适当地选择为相电压va、vb、vc上升到高于阈值的时刻，该阈值低于n处的瞬时电压电势(例如，高于n处的瞬时电势5v到10v之间)。在第二替代方案中，t1被选择为t2之前的预定时间(例如，该时刻之前的1μs到10μs之间)，其中，t2是上升相电压达到/越过n处的电压电势的值的时刻。第二替代方案可以通过例如基于(多个)先前循环的数据和/或基于相输入电压和输出电压的测量值预测时刻t2来实施。在时刻t3，电流再次变为零，并且耦合到s
zn
的反并联二极管切换到非导通状态。如果s
zn
被有源切换，则它在t3被关闭。同样，从t3开始，在t1至t3期间处于导通状态的相选择器开关可以切换到非导通状态。在相选择器开关s
aza
、s
bzb
和s
czc
由两个反串联放置的半导体开关(fet)形成且每个半导体开关具有一个反并联二极管例如以实现电流双向性的情况下，可以仅操作这两个fet开关中的一个，而另一个通过反并联二极管导通。通过这样做，当电流变为负值时，相应的反并联二极管自动变为非导通状态。因此，在t3处s
zn
的切换变得不那么关键。
83.在图9中，示出了电转换器300，该电转换器与转换器100的不同之处在于，输入滤波器13放置在输入级11之前(而不是之后)，即，输入滤波器13连接在相输入端子a、b、c与输入级11之间。输入级11经由输入滤波器13的对应电感器la，lb、lc将相输入端子a、b、c连接到中间节点x、y、z。电容器ca、cb、cc布置在相输入端子与电感器之间。电容器以星形构型连接，有利地，星点连接到输出滤波器15的中点，就像在先前的示例中一样。替代性地，电容器ca、cb、cc可以布置在跨三条相输入线的三角形(δ)构型中。将容易注意到，在图9的示例中，三个中间节点x、y、z处的电压信号与先前示例(图1、图5和图7)相比有所不同，因为开关节点
r、s和t处的电压与中间节点x、y、z处的电压相同。因此，高频电流将流过输入级11，而在先前示例(图1、图5和图7)中，高频电流仅出现在输入滤波器13下游的输出转换器级中。
84.在电转换器100、300和400中的任一个中，二极管都可以由可有源切换的半导体器件代替以允许电转换器的双向电力流。
85.在电转换器100-400中的任一个中，hf电容器c
x
、cy、cz(或在图9的情况下的ca、cb、cc)以星形构型连接。通过控制公共节点m处的电压可以控制星点连接中的电压。
86.再次参考图1，本发明的各方面的一个优点是，不需要提供与开关23并联的浪涌电流限制器，例如，电阻器。这降低了损耗，防止了体积过大，并增加了使用寿命。
87.图10a至图10d示出了输入级11的不同变体，这些变体可以用在上述电转换器100-400中。
88.参考图10c和图10d，将容易注意到，在的转换器级中，开关23的功能可以由桥臂16-18中的有源(双向)开关来承担。在第二操作模式期间，控制器40可以控制图10c中的上部桥臂输入级11中的晶闸管thy
ax
、thy
bx
、thy
cx
，并且可以替代性地控制图10d的输入级中的晶闸管thy
ya
、thy
yb
、thy
yc
，以保持上部中间节点x或下部中间节点y与所有三个相端子a、b、c断开连接，从而实现开关23，并且避免如图1中那样需要附加的硬件开关23。在进一步替代方案中，可以使用(电流)双向有源开关来代替晶闸管thy
ax
、thy
bx
、thy
cx
和/或晶闸管thy
ya
、thy
yb
、thy
yc
，比如，使用一对反串联连接的mosfet，每个mosfet具有反并联二极管。
89.参考图11，示出了图1的电转换器100的变体。电转换器500与图1的转换器100的不同之处在于，电转换器使用了单个升压电路19，而不是两个堆叠的升压电路19、20。升压电路19现在包括连接在节点r与节点s之间的开关s
xy
。输出滤波器15可以包括没有中部节点的单个电容器c
pn
。其他变体也是可能的，其中，也可以省略升压电路19。
90.参考图12，电转换器100(并且可以替代性地是电转换器200、300或400)可以包括用于连接三相ac电网的中性导体的连接端子n。在一些应用中，比如电动车辆的充电，通常需要的是可以独立地控制从三相电网的每个相汲取的正弦电流的振幅，以便能够减少某一相的负载，使得其他消费性设备仍然能够在车辆电池充电期间从该特定相中汲取电力而不会使该相过载。在这种情况下，连接端子n有利地连接到三相电网的中性导体，从而允许基本上等于三相电流之和的返回电流流回到电网的中性导体。在有利的方面，通过提供与输入端的中性导体连接的公共节点，可以完全独立地控制三相电流。
91.中性连接端子n有利地连接到ac电容器c
x
、cy、cz的星点并且连接到堆叠的升压桥19、20的公共节点m(并且因此还连接到输出滤波器15的中点)。这导致完全对称的转换器结构。在这种情况下，在星点处和在公共节点处的电压等于电网的中性导体的电压。公共节点m与输出滤波器15的中点q之间的连接可以存在也可以不存在。
92.将容易注意到，根据本发明的电转换器可以被设想为包括桥式整流器的上部节点与上部中间节点x之间的开关23以及桥式整流器的下部节点与下部中间节点y之间的开关43两者。在预充电操作期间，控制器可以允许在通过断开开关23(开关43闭合)对dc总线预充电与通过断开开关43(开关23闭合)对dc总线预充电之间交替进行。
93.参考图13，在当转换器被关闭时开关器件23不能保持在导通状态(闭合)的情况下，添加跨三相桥式整流器24两端的缓冲电路26可能是方便的。缓冲电路26包括可能与电阻器并联的电容器，并且用于捕获(和消耗)储存在任何输入滤波器和输电线的电感中的能
量。当需要关断转换器时，例如由于过压或过热而进入错误模式时，这可以避免损坏。缓冲电路可以包括与连接在桥式整流器24的上部节点与下部节点之间的齐纳二极管串联的电容器。另外，可以放置与齐纳二极管反串联的二极管，以降低在正常操作期间电容器的无功功耗。替代性地，可以提供电涌放电器来代替齐纳二极管和电容器。
94.参考图14，电池充电系统700包括电源单元704。电源单元704耦合到接口702，该接口例如包括允许将电源单元704连接到电池703的开关器件。电源单元704包括如上所述的电转换器100、200、400中的任何一个，该电转换器耦合到dc-dc转换器701。dc-dc转换器耦合在电转换器100的dc端子p、n与电源704的dc端子p’、n’之间。dc-dc转换器701可以是隔离式dc-dc转换器。dc-dc转换器可以包括实现电流隔离的变压器，特别是在电源单元704与电池703之间的有线电力传输的情况下。dc-dc转换器可以包括通过空气感应耦合的一对线圈，比如在无线电力传输的情况下。在一些情况下，例如在有线电力传输中，接口702可以包括插头和插座。替代性地，插头和插座可以设置在输入端(例如，在节点a、b、c处)。