一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置及方法

1.本发明涉及电力电子和电力自动化设备技术领域，尤其涉及一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置及方法。


背景技术：

2.随着电动汽车行业的发展，用于电池充电应用的dc-dc变换器受到了越来越多的关注。谐振变换器由于其软开关、高功率密度和高效率的突出优点，是最流行的用于电池充电的dc-dc变换器。不连续电流模式(dcm)控制也在电池充电中得到广泛应用，但常规的控制方法主要有三个缺陷：(1)出现大回流功率，导致高传输损耗；(2)开关频率远小于谐振频率，进一步增加功率损耗，不满足的话则cc特性消失；(3)高振荡增加了emi噪声。因此，该方法主要用于高压充电或供电设备，但不适用于电动汽车电池充电，因为电动汽车电池充电需要高效率以适应宽工作范围。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明的目的是设计一种适用于带阻尼电路的谐振变换器的高效率断续电流模式(dcm)控制装置及方法，以解决现有谐振变换器传输效率低下，稳定性差的问题。
4.本发明提出一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置及方法，其中装置包括：电源、逆变电路、谐振电路、高频变压器、阻尼电路、整流电路、滤波电路、负载、电压电流采集电路、控制器、以及驱动电路；
5.电源的输出端连接逆变电路的第一输入端，谐振电路的输入端与逆变电路的输出端相连，谐振电路的输出端与高频变压器的输入端相连；高频变压器的输出端与整流电路的输入端相连；整流电路的输出端与滤波电路输入端相连；滤波电路的输出端与负载相连；
6.高频变压器的输出端与阻尼电路相连；
7.滤波电路的反馈端与电压电流采集电路的输入端相连；电压电流采集电路的输出端连接至控制器的输入端，控制器的输出端连接至驱动电路的输入端，驱动电路的输出端与逆变电路第二输入端相连。
8.进一步地，所述谐振变换器采用不连续电流控制方法，使能量从电源向负载进行传输。
9.进一步地，所述的逆变电路包含四个相同的开关管s1～s4，开关管s1～s4的漏极和源极两管脚之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的源极，阴极连接对应开关管的漏极，开关管s1的源极与开关管s2的漏极相连，开关管s3的源极与开关管s4的漏极相连；开关管s1、s3的漏极与电源的正极相连，开关管s2、s4的源极与电源的负极相连，开关管s1～s4选用的类型包括mosfet、bjt。
10.进一步地，所述的谐振电路采用包含电感和电容的llc谐振电路，llc谐振电路包含一个谐振电感lr、一个励磁电感lm和一个谐振电容cr；谐振电容cr的一端连接逆变电路的
开关管s1的源极，另一端串联谐振电感lr；lr的另一端分别连接高频变压器原边的一端和励磁电感lm的一端；励磁电感lm以并联的方式连接在高频变压器原边的两端，lm的另一端连接逆变电路的开关管s4的漏极。
11.进一步地，所述的高频变压器为高频隔离变压器。
12.进一步地，所述的阻尼电路包括一个阻尼电阻器rd、两个开关管s
s1
、s
s2
；开关管s
s1
、s
s2
的源极和漏极两管脚之间都连接一组并联的二极管和缓冲电容，二极管的阳极连接对应开关管的源极，二极管的阴极连接对应开关管的漏极；电阻器rd的一端连接在变压器副边的一端，电阻器rd的另一端连接开关管s
s1
的漏极，开关管s
s1
的源极连接开关管s
s2
的源极，开关管s
s2
的漏极连接在变压器副边的另一端。
13.进一步地，所述的整流电路共有四个相同的二极管d1～d4，二极管d1的阳极、二极管d2的阴极与变压器副边的一端相连，二极管d3的阳极与二极管d4的阴极相连后连接在变压器副边的另一端；二极管d1的阴极与二极管d3的阴极相连后连接在负载的正极，二极管d2的阳极与二极管d4的阳极相连后连接在负载的负极。
14.进一步地，所述的滤波电路为一个直流滤波电容co，电容co的正极与二极管d3的阴极相连，电容co的负极与二极管d4的阳极相连。
15.一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法，包括以下步骤：
16.s1、通过电压电流采集电路采集负载端电压值v
bat
与流过负载的电流值io；
17.s2、判断负载端电压值的大小，若v
bat
＜vi/n，则变换器工作在cc充电模式；若v
bat
＝vi/n，则变换器工作在cv充电模式，其中vi为电源电压值，n为高频变压器变比；
18.s3、将步骤s1中采集到的电流值io，作为控制器输入，计算得到开关管工作频率补偿值，并通过驱动电路的输出调整开关管的工作频率，根据公式δfs＝k
p
e ki×
(∫edt c)获得开关管工作频率补偿；其中δfs为开关频率补偿值，e为电流误差，e＝i
ref
－io；k
p
和ki分别为负载电流比例系数和负载电流积分系数，c为积分常数，当前拍计算下的c值为上一拍计算的积分∫edt加上c的值，第一次计算时c＝0，i
ref
为负载电流设定值；
19.s4、在t0～tr/2时间段内，s1、s4导通，s2、s3、s
s1
、s
s2
关断，vi通过谐振槽向v
bat
充电；此时的谐振电流表达式为：
[0020][0021]
谐振电压的表达式为：
[0022]vr
＝(v
r0-vi nv
bat
)cosωrt v
i-nv
bat
[0023]
其中tr为谐振周期时间，zr为谐振阻抗，计算表达式为：v
r0
为t0时刻谐振电压值，ωr为谐振角频率，计算表达式为
[0024]
此时根据步骤s1的判断，如果变换器工作在cc充电模式，接下来执行步骤s5，如果变换器工作在cv充电模式，接下来执行步骤s7；
[0025]
s5、在tr/2～tr时间段内，s2、s4导通，s1、s3、s
s1
、s
s2
关断，此时v
bat
较低，整流电路二极管d2、d3导通，谐振电路继续为负载充电；此时谐振电流的表达式为：
[0026][0027]
谐振电压的表达式为：
[0028][0029]
其中，v
r1
是tr/2时刻谐振腔电压值。
[0030]
s6、在tr～ts/2时间段内，s1～s4关断，s
s1
、s
s2
开通，谐振电路与开关管寄生电容谐振，ir通过rd快速衰减，电路工作在临界或过阻尼状态，此时充电电流表达式为：
[0031][0032]
其中，ts为周期时间，fr为谐振频率；直至负载电压v
bat
达到vi/n，返回步骤s2；
[0033]
s7、在tr/2～tr时间段内，s2、s4导通，s1、s3、s
s1
、s
s2
关断，此时由于v
bat
较大，整流电路二极管全部断开，谐振腔与励磁电感lm产生谐振；
[0034]
s8、在tr～ts/2时间段内，s1～s4关断，s
s1
、s
s2
开通，谐振电路与开关管寄生电容谐振，ir通过rd快速衰减至0，此阶段负载电压被箝位至vi/n，此时负载电流计算表达式为：
[0035][0036]
其中v
ocv
为蓄电池开路电压，r
bat
为蓄电池内部电阻，按照上述步骤直至充电工作完成。
[0037]
进一步地，步骤s3中，所述负载电流比例系数k
p
和负载电流积分系数ki的确定过程为：
[0038]
s31、将ki初始值取为0；
[0039]
s32、先调试k
p
，查看此时谐振变换器的负载电流波形是否振荡，是则降低k
p
直至波形振荡消除，转过程s33；否则重复过程s32同时增加k
p
；
[0040]
s33、固定k
p
值，调试ki，查看此时负载电流波形是否波动，是则降低ki直至波形波动消除；否则，则重复过程s33同时增加ki；
[0041]
s34、将k
p
和ki的最终值分别做为负载电流比例系数k
p
和负载电流积分系数。
[0042]
本发明提供的技术方案带来的有益效果是：
[0043]
与现有技术相比，本发明解决了现有谐振变换器传输效率低下，稳定性差的问题，使得变换器实现了在宽增益范围条件下尽可能小的开关损耗和导通损耗，并具有固有的cc转cv特性，使变换器具有良好的稳定性。
附图说明
[0044]
图1是本发明一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置的原理图；
[0045]
图2是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置的电路图；
[0046]
图3是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法的开关管驱动信号示意图；
[0047]
图4是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法cc充电模式下谐振电压和电流波形；
[0048]
图5是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法cv充电模式下谐振电压和电流波形。
具体实施方式
[0049]
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。
[0050]
请参考图1和图2，图1是本发明一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置的原理图；图2是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置的电路图。
[0051]
一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制装置及方法，其中装置包括：电源、逆变电路、谐振电路、高频变压器、阻尼电路、整流电路、滤波电路、负载、电压电流采集电路、控制器、以及驱动电路；
[0052]
电源的输出端连接逆变电路的第一输入端，谐振电路的输入端与逆变电路的输出端相连，谐振电路的输出端与高频变压器的输入端相连；高频变压器的输出端与整流电路的输入端相连；整流电路的输出端与滤波电路输入端相连；滤波电路的输出端与负载相连；
[0053]
高频变压器的输出端与阻尼电路相连；
[0054]
滤波电路的反馈端与电压电流采集电路的输入端相连；电压电流采集电路的输出端连接至控制器的输入端，控制器的输出端连接至驱动电路的输入端，驱动电路的输出端与逆变电路第二输入端相连。
[0055]
谐振变换器采用不连续电流控制方法，使能量从电源向负载进行传输。
[0056]
逆变电路采用全桥电压型变换器，根据开关管调制信号将电源的直流电压变换成周期性变化的正负半周期对称的方波电压，电源的额定电压vi为400v，开关频率设定为52khz。逆变电路包含四个相同的开关管s1～s4，开关管s1～s4的漏极和源极两管脚之间分别连接一组并联的二极管和缓冲电容，其中二极管的阳极连接对应开关管的源极，阴极连接对应开关管的漏极，开关管s1的源极与开关管s2的漏极相连，开关管s3的源极与开关管s4的漏极相连；开关管s1、s3的漏极与电源的正极相连，开关管s2、s4的源极与电源的负极相连，开关管s1～s4选用的类型包括mosfet、bjt。
[0057]
谐振电路采用包含电感和电容的llc谐振电路，用于在方波电压的激励下产生的高频谐振电流，llc谐振电路包含一个谐振电感lr、一个励磁电感lm和一个谐振电容cr；谐振电容cr的一端连接逆变电路的开关管s1的源极，另一端串联谐振电感lr；lr的另一端分别连接高频变压器原边的一端和励磁电感lm的一端；励磁电感lm以并联的方式连接在高频变压器原边的两端，lm的另一端连接逆变电路的开关管s4的漏极。
[0058]
高频变压器包括高频隔离变压器、高频自耦变压器以及带中心抽头高频变压器。本实施例采用高频变压器为高频隔离变压器，用于放大或缩小高频谐振电压和电流。在逆变电路输出方波电压的激励下，谐振电路的谐振电感lr、谐振电容cr与高频隔离变压器原边的励磁电感lm产生近似正弦的高频谐振电流，通过高频隔离变压器原边传输到副边。
[0059]
阻尼电路包括一个阻尼电阻器rd、两个开关管s
s1
、s
s2
；开关管s
s1
、s
s2
的源极和漏极两管脚之间都连接一组并联的二极管和缓冲电容，二极管的阳极连接对应开关管的源极，
二极管的阴极连接对应开关管的漏极；电阻器rd的一端连接在变压器副边的一端，电阻器rd的另一端连接开关管s
s1
的漏极，开关管s
s1
的源极连接开关管s
s2
的源极，开关管s
s2
的漏极连接在变压器副边的另一端。在开关管全部关断的时间段内，谐振电流通过阻尼电路快速衰减，实现开关管的零电流开关。
[0060]
采用全波整流电路，用于将高频谐振电流变换为直流电流，cc模式下，次级侧负载电压v
bat
为400v，cv模式下，负载电流io为2.5a。
[0061]
整流电路共有四个相同的二极管d1～d4，二极管d1的阳极、二极管d2的阴极与变压器副边的一端相连，二极管d3的阳极与二极管d4的阴极相连后连接在变压器副边的另一端；二极管d1的阴极与二极管d3的阴极相连后连接在负载的正极，二极管d2的阳极与二极管d4的阳极相连后连接在负载的负极。
[0062]
滤波电路为一个直流滤波电容co，电容co的正极与二极管d3的阴极相连，电容co的负极与二极管d4的阳极相连。滤波电路用于能量传输中滤除整流电路输出的电流中的谐波，为负载提供平稳的直流能量。
[0063]
请参考图3、图4和图5，图3是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法的开关管驱动信号示意图；图4是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法cc充电模式下谐振电压和电流波形；图5是本发明实施例一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法cv充电模式下谐振电压和电流波形。
[0064]
一种带阻尼电路的谐振变换器的高效率控制方法，包括以下步骤：
[0065]
s1、通过电压电流采集电路采集负载端电压值v
bat
与流过负载的电流值io。
[0066]
s2、判断负载端电压值的大小，若v
bat
＜vi/n，则变换器工作在cc充电模式；若v
bat
＝vi/n，则变换器工作在cv充电模式，其中vi为电源电压值，n为高频变压器变比。
[0067]
s3、将步骤s1中采集到的电流值io，作为控制器输入，计算得到开关管工作频率补偿值，并通过驱动电路的输出调整开关管的工作频率，根据公式δfs＝k
p
e ki×
(∫edt c)获得开关管工作频率补偿，其中δfs为开关频率补偿值，e为电流误差，e＝i
ref
－io；k
p
和ki分别为负载电流比例系数和负载电流积分系数，c为积分常数，当前拍计算下的c值为上一拍计算的积分∫edt加上c的值，第一次计算时c＝0，i
ref
为负载电流设定值；其中，s3、s4在ts内相位互补，s4超前；s1、s2在ts的前半段时间内互补导通，且s1超前，s1、s2在ts的后半段互补导通，且s2超前，其在切换时考虑一定死区时间；s
s1
、s
s2
同相位，且在s1～s4的死区时间内开通，ts为周期时间。
[0068]
载电流比例系数k
p
和负载电流积分系数ki的确定过程为：
[0069]
s31、将ki初始值取为0；
[0070]
s32、先调试k
p
，查看此时谐振变换器的负载电流波形是否振荡，是则降低k
p
直至波形振荡消除，转过程s33；否则重复过程s32同时增加k
p
；
[0071]
s33、固定k
p
值，调试ki，查看此时负载电流波形是否波动，是则降低ki直至波形波动消除；否则，则重复过程s33同时增加ki；
[0072]
s34、将k
p
和ki的最终值分别做为负载电流比例系数k
p
和负载电流积分系数。
[0073]
s4、在t0～tr/2时间段内，s1、s4导通，s2、s3、s
s1
、s
s2
关断，vi通过谐振槽向v
bat
充电；此时的谐振电流表达式为：
[0074][0075]
谐振电压的表达式为：
[0076]vr
＝(v
r0-vi nv
bat
)cosωrt v
i-nv
bat
[0077]
其中tr为谐振周期时间，zr为谐振阻抗，计算表达式为：v
r0
为t0时刻谐振电压值，ωr为谐振角频率，计算表达式为
[0078]
此时根据步骤s1的判断，如果变换器工作在cc充电模式，接下来执行步骤s5，如果变换器工作在cv充电模式，接下来执行步骤s7。
[0079]
s5、在tr/2～tr时间段内，s2、s4导通，s1、s3、s
s1
、s
s2
关断，此时v
bat
较低，整流电路二极管d2、d3导通，谐振电路继续为负载充电；此时谐振电流的表达式为：
[0080][0081]
谐振电压的表达式为：
[0082][0083]
其中，v
r1
是tr/2时刻谐振腔电压值。
[0084]
s6、在tr～ts/2时间段内，s1～s4关断，s
s1
、s
s2
开通，谐振电路与开关管寄生电容谐振，ir通过rd快速衰减，电路工作在临界或过阻尼状态，此时充电电流表达式为：
[0085][0086]
其中，ts为周期时间，fr为谐振频率；实现了充电电流与负载无关，直至负载电压v
bat
达到vi/n，返回步骤s2。
[0087]
s7、在tr/2～tr时间段内，s2、s4导通，s1、s3、s
s1
、s
s2
关断，此时由于v
bat
较大，整流电路二极管全部断开，谐振腔与励磁电感lm产生谐振，由于lm远大于谐振电感，可认为谐振电流与电压在此阶段近似保持不变。
[0088]
s8、在tr～ts/2时间段内，s1～s4关断，s
s1
、s
s2
开通，谐振电路与开关管寄生电容谐振，ir通过rd快速衰减至0，此阶段负载电压被箝位至vi/n，此时负载电流计算表达式为：
[0089][0090]
其中v
ocv
为蓄电池开路电压，r
bat
为蓄电池内部电阻，按照上述步骤直至充电工作完成。
[0091]
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一
致的最宽的范围。