一种用于电动汽车的电机逆变电路

1.本发明涉及电机逆变器领域，尤其是涉及一种用于电动汽车的电机逆变电路。


背景技术：

2.新能源汽车产业化发展趋势迅猛，高效电能转换需求迫切。以碳化硅和氮化镓为代表的宽禁带半导体功率器件，由于其出色的开关特性，逐步成为电动汽车电能变换装置领域关注的热点。但基于传统硅器件的逆变电路拓扑结构在宽禁带半导体功率器件实际应用中存在瓶颈问题。
3.快速关断特性是宽禁带半导体功率器件的一个突出优点，在提高效率的同时高开关频率可以大幅降低逆变器中储能元件的体积，但目前面向宽禁带半导体功率器件的电动汽车电机逆变器专用拓扑还不成熟。高开关频率将引入更宽的电压谐波频带，在加大电磁环境干扰的同时，电压过高的上升率将引起电机绝缘破坏问题。高开关频率svpwm方式引起高频共模电压，将进一步加剧电机轴承电蚀现象。尽管工业领域应用外接三相y型连接电容的方法降低正逆序高频谐波电压，但汽车应用中无中性线方式的y电容是无法有效抑制零序高频谐波电压的。另一方面工业领域中部分许用场景下，采用外接三相y0型连接电容可综合考虑抑制正、逆和零序谐波电压，接入大地的0线为零序高频谐波电流提供通道。但在电动汽车中，电池包供电方式与电力系统供电不同，通常电动汽车中底盘和车身作为等效的电气大地使用，而电池包的正负极与汽车地之间必须满足一定的绝缘要求。当车载高压系统的大电流注入汽车地时，汽车的低压电气环境很难为该电流提供一个受控的安全可靠回路。另一方面，多电平方案也可以改善电机的激励电压品质，但功率器件数量、电路复杂程度和逆变器成本等将大幅增加。
4.由于存在以上问题，在目前车用电机逆变器中，宽禁带功率器件的开关频率使用受到一定限制，并未充分发挥出其优点，限制了宽禁带功率器件进一步应用。


技术实现要素：

5.本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于电动汽车的电机逆变电路，，在抑制逆变电路三相交流侧电压上升率以及高频共模电压的同时，降低逆变电路交直流侧的电流纹波，以改善电机驱动系统的供电与用电质量，降低逆变电路的电磁干扰。
6.本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
7.一种用于电动汽车的电机逆变电路，包括基于宽禁带半导体功率器件的三相半桥开关电路、滤波网络、三相电参数测量模块、直流母线电压传感器、直流母线电流传感器、直流母线电感、外部高压直流输入端、内部正直流母线和内部负直流母线；
8.所述直流母线电感的一端与所述外部高压直流输入端的正极相连，另一端与内部正直流母线连接，所述外部高压直流输入端的负极在三相半桥开关电路内部与内部负直流母线相连，所述三相半桥开关电路的直流输入正极与内部正直流母线连接；所述三相半桥
开关电路的直流输入负极与内部负直流母线连接；
9.所述滤波网络的直流输入正极与内部正直流母线相连；所述滤波网络的直流输入负极与内部负直流母线相连；所述三相半桥开关电路的三相输出端与滤波网络的三相输入接口连接，滤波网络三相输出端通过三相交流母线并经过三相电参数测量模块分别与驱动电机的三相接口相连；
10.所述驱动电机的三相中性点通过中性线接入三相电参数测量模块，所述内部负直流母线接入三相电参数测量模块；
11.所述直流母线电压传感器跨接在所述外部高压直流输入端的正极和负极之间，所述直流母线电流传感器设置在所述外部高压直流输入端的正极和直流母线电感的连接通路上。
12.进一步地，所述滤波网络包括u相交流滤波电感、v相交流滤波电感、w相交流滤波电感，以及采用三相半桥电路拓扑连接的第一u相滤波电容、第二u相滤波电容、第一v相滤波电容、第二v相滤波电容、第一w相滤波电容和第二w相滤波电容；
13.所述第一u相滤波电容的负极与第二u相滤波电容的正极通过u相连接点与所述逆变电路u相交流母线连接，所述第一v相滤波电容的负极与第二v相滤波电容的正极通过v相连接点与v相交流母线联接，所述第一w相滤波电容的负极与第二w相滤波电容的正极通过w相连接点与w相交流母线联接，所述电容第一u相滤波电容、第一v相滤波电容和第一w相滤波电容的正极连接至滤波网络的直流输入正极；所述第二u相滤波电容、第二v相滤波电容和第二w相滤波电容的负极连接至滤波网络的直流输入负极；
14.u相交流滤波电感一端作为滤波网络交流第一个输入端与所述三相半桥开关电路的u相输出端相连，u相交流滤波电感另一端通过u相连接点与u相交流母线、第一u相滤波电容的负极以及第二u相滤波电容的正极相连，u相交流滤波电感分别与第一u相滤波电容、第二u相滤波电容构成u相交流低通滤波环节；
15.v相交流滤波电感一端作为滤波网络交流第二个输入端与所述三相半桥开关电路的v相输出端相连，v相交流滤波电感另一端通过v相连接点与v相交流母线、第一v相滤波电容的负极以及第二v相滤波电容的正极相连，v相交流滤波电感分别与第一v相滤波电容和第二v相滤波电容构成v相交流低通滤波环节；
16.w相交流滤波电感一端作为滤波网络交流第一个输入端与所述三相半桥开关电路的w相输出端相连，w相交流滤波电感另一端通过w相连接点与w相交流母线相连，第一w相滤波电容的负极以及第二w相滤波电容的正极相连，w相交流滤波电感分别与第一w相滤波电容和第二w相滤波电容构成w相交流低通滤波环节。
17.进一步地，所述滤波网络利用交流低通滤波环节的高频低阻抗特点，通过三相半桥电容拓扑内部形成的高频电流环流，增加u相交流滤波电感、v相交流滤波电感和w相交流滤波电感的正序和逆序压降，抑制逆变电路三相交流母线输出端电压高频谐波正序和逆序旋转分量。
18.进一步地，所述交流低通滤波环节利用滤波网络的直流输入正极和直流输入负极分别与所述内部正直流母线和内部负直流母线连接，通过所述滤波网络为三相半桥开关电路的三相输出端提供零序电流通道，增加u相交流滤波电感、v相交流滤波电感和w相交流滤波电感的零序压降，降低电机三相中性点相对电源中心点电压摆动的高频谐波分量。
19.进一步地，所述直流母线电感与所述滤波网络的三相半桥电容拓扑构成直流滤波环节，抑制高压直流输入中直流电流的高频纹波分量。
20.进一步地，所述三相电参数测量模块包括中性点电压传感器，该中性点电压传感器跨接与所述驱动电机的中性点和内部正直流母线之间。
21.进一步地，所述在外部直流电源设备不提供电源中心电压接口条件下，通过跨接于外部高压直流输入端之间的直流母线电压传感器间接获取电源中心电压，所述中性点电压传感器信号减去0.5倍直流母线电压传感器信号即可获得驱动电机三相中性点与电源中心点的电压值，该测量值用于监测驱动电机三相中性点的电压摆动情况。
22.进一步地，所述三相电参数测量模块还包括uv相电压传感器、vw相电压传感器、u相电流传感器和v相电流传感器，所述uv相电压传感器的一端连接u相交流母线，另一端连接v相交流母线，所述vw相电压传感器的一端连接v相交流母线，另一端连接w相交流母线，所述u相电流传感器设置在u相交流母线的输出端，所述v相电流传感器设置在v相交流母线的输出端。
23.进一步地，通过所述uv相电压传感器的测量信号反映驱动电机的线电压u
ab
的变化情况，通过所述vw相电压传感器的测量信号反映驱动电机的线电压u
bc
的变化情况，通过所述u相电流传感器的测量信号反映驱动电机的a相电流ia的变化情况，通过所述v相电流传感器的测量信号反映驱动电机的b相电流ib的变化情况。
24.进一步地，所述三相半桥开关电路包括多个相互并联的功率器件组，所述u相交流滤波电感、v相交流滤波电感和w相交流滤波电感均一端连接对应的功率器件组，另一端连接对应相的交流母线，实现多组功率器件高频驱动条件下的高阻抗并联。
25.与现有技术相比，本发明具有以下优点：
26.本发明逆变电路通过滤波网络对三相半桥开关电路的调制波进行滤波，将逆变电路输出电压中的高频分量滤除，降低电机输入电压的高频谐波分量。同时所述滤波网络通过与直流母线串联的滤波电感ldc共同组成直流滤波环节，抑制直流母线的电流高频波动，进一步降低电机逆变电路对电磁环境的干扰。
27.该发明综合了电压型逆变器直流母线并联电容和电流型逆变电路直流母线串联电感的特点，利用宽禁带半导体功率器高开关频率，通过配置交直流滤波环节，在抑制逆变电路三相交流侧电压上升率以及高频共模电压的同时，降低逆变电路交直流侧的电流纹波，以改善电机驱动系统的供电与用电质量，降低逆变电路的电磁干扰。
附图说明
28.图1为本发明实施例中提供的一种用于电动汽车的电机逆变电路的结构示意图；
29.图2为本发明实施例中提供的一种与动力电池包、驱动电机连接的系统示意图；
30.图3为本发明实施例中提供的动力电池包简化示意图与简化方框图(图3中，(a)动力电池包示意图；(b)动力电池包简化方框图)；
31.图4为本发明实施例中提供的一种三相半桥开关电路示意图与简化方框图(图4中，(a)三相半桥开关电路示意图；(b)三相半桥开关电路简化方框图)；
32.图5为本发明实施例中提供的一种与动力电池包、电机连接的系统简化示意图；
33.图6为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的电路示意与电流流向图(短
路直流滤波电感ldc，断开滤波网络直流输入端)；
34.图7为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及驱动电机a相和b相线电压变化曲线；
35.图8为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及电机a相和b相线电压频谱；
36.图9为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流变化曲线；
37.图10单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流频谱；
38.图11为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流变化曲线；
39.图12为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流频谱；
40.图13为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压,电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压变化曲线；
41.图14为单独考虑三相高频正序、逆序谐波分量滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压,电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压频谱；
42.图15为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的电路示意与电流流向图(短路直流滤波电感ldc，连接滤波网络直流输入端)；
43.图16为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及驱动电机a相和b相线电压变化曲线；
44.图17为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及电机a相和b相线电压频谱；
45.图18为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流变化曲线；
46.图19为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流频谱；
47.图20为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流变化曲线；
48.图21为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流频谱；
49.图22为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压,电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压变化曲线；
50.图23为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压,电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压频谱；
51.图24为本发明同时考虑交直流滤波时的电流流向图；
52.图25为本发明同时考虑交直流滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及驱动电机a相和b相线电压变化曲线；
53.图26为本发明同时考虑交直流滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv和vinv的线电压、u相滤波电感压降、v相滤波电感压降以及电机a相和b相线电压频谱；
54.图27为本发明同时考虑交直流滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流变化曲线；
55.图28为本发明同时考虑交直流滤波时的三相半桥开关电路输出端uinv电流、三相电容半桥上桥臂电容cu1电流、下桥臂电容cu2电流以及电机a相驱动电流频谱；
56.图29为本发明同时考虑交直流滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流变化曲线；
57.图30为本发明同时考虑交直流滤波时的外部电源输入正的输入电流、三相半桥开关电路正直流端pinv输入电流、滤波网络正直流端plpf输入电流和滤波网络负直流端nlpf输出电流频谱；
58.图31为本发明同时考虑交直流滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压、电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压以及电机三相中性点与负直流母线n间的电压变化曲线；
59.图32为本发明同时考虑交直流滤波时的直流电感压降、内部正负母线p与n间的电压、电机三相中性点与外部输入电压中间点间的电压以及电机三相中性点与负直流母线n间的电压频谱；
60.图33为本发明两组三相半桥开关电路高阻抗并联的结构示意图；
61.图34为两组u相半桥的上下桥臂功率器件门极信号时序图；
62.图35为两组u相半桥直接并联时的电流流向图；
63.图36为本发明两组u相半桥高阻抗并联时的电流流向图。
具体实施方式
64.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
65.因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护
的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
66.应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
67.在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
68.需要说明的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本技术的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
69.此外，术语“水平”、“竖直”等术语并不表示要求部件绝对水平或悬垂，而是可以稍微倾斜。如“水平”仅仅是指其方向相对“竖直”而言更加水平，并不是表示该结构一定要完全水平，而是可以稍微倾斜。
70.实施例1
71.如图1所示，本实施例提供了一种用于电动汽车的电机逆变电路，包括基于宽禁带半导体功率器件的三相半桥开关电路、滤波网络、三相电参数测量模块、直流母线电压传感器svdc、直流母线电流传感器sidc、直流母线电感ldc、外部高压直流输入端、内部正直流母线p和内部负直流母线n；
72.直流母线电感ldc的一端与外部高压直流输入端的正极vb 相连，另一端与内部正直流母线p连接，外部高压直流输入端的负极vb-在三相半桥开关电路内部与内部负直流母线n相连，三相半桥开关电路的直流输入正极pinv与内部正直流母线p连接；三相半桥开关电路的直流输入负极ninv与内部负直流母线n连接；
73.滤波网络的直流输入正极plpf与内部正直流母线p相连；滤波网络的直流输入负极nplf与内部负直流母线n相连；三相半桥开关电路的三相输出端与滤波网络的三相输入接口连接，滤波网络三相输出端uinv、vinv和winv通过三相交流母线并经过三相电参数测量模块分别与驱动电机的a、b和c三相接口相连；
74.驱动电机的三相中性点o通过中性线接入三相电参数测量模块，内部负直流母线n接入三相电参数测量模块；
75.直流母线电压传感器svdc跨接在外部高压直流输入端的正极vb 和负极vb-之间，直流母线电流传感器sidc设置在外部高压直流输入端的正极vb 和直流母线电感ldc的连接通路上。
76.作为一种优选的实施方式2，滤波网络包括u相交流滤波电感lu、v相交流滤波电感lv、w相交流滤波电感lw，以及采用三相半桥电路拓扑连接的第一u相滤波电容cu1、第二u相滤波电容cu2、第一v相滤波电容cv1、第二v相滤波电容cv2、第一w相滤波电容cw1和第二w相滤波电容cw2；
77.第一u相滤波电容cu1的负极与第二u相滤波电容cu2的正极通过u相连接点ulpf与逆变电路u相交流母线连接，第一v相滤波电容cv1的负极与第二v相滤波电容cv2的正极通过v相连接点vlpf与v相交流母线联接，第一w相滤波电容cw1的负极与第二w相滤波电容cw2的正极通过w相连接点wlpf与w相交流母线联接，电容第一u相滤波电容cu1、第一v相滤波电容cv1和第一w相滤波电容cw1的正极连接至滤波网络的直流输入正极plpf；第二u相滤波电容cu2、第二v相滤波电容cv2和第二w相滤波电容cw2的负极连接至滤波网络的直流输入负极nplf；
78.u相交流滤波电感lu一端作为滤波网络交流第一个输入端与三相半桥开关电路的u相输出端uinv相连，u相交流滤波电感lu另一端通过u相连接点ulpf与u相交流母线、第一u相滤波电容cu1的负极以及第二u相滤波电容cu2的正极相连，u相交流滤波电感lu分别与第一u相滤波电容cu1、第二u相滤波电容cu2构成u相交流低通滤波环节；
79.v相交流滤波电感lv一端作为滤波网络交流第二个输入端与三相半桥开关电路的v相输出端vinv相连，v相交流滤波电感lv另一端通过v相连接点vlpf与v相交流母线、第一v相滤波电容cv1的负极以及第二v相滤波电容cv2的正极相连，v相交流滤波电感lv分别与第一v相滤波电容cv1和第二v相滤波电容cv2构成v相交流低通滤波环节；
80.w相交流滤波电感lw一端作为滤波网络交流第一个输入端与三相半桥开关电路的w相输出端winv相连，w相交流滤波电感lw另一端通过w相连接点wlpf与w相交流母线相连，第一w相滤波电容cw1的负极以及第二w相滤波电容cw2的正极相连，w相交流滤波电感lw分别与第一w相滤波电容cw1和第二w相滤波电容cw2构成w相交流低通滤波环节。
81.滤波网络利用交流低通滤波环节的高频低阻抗特点，通过三相半桥电容拓扑内部形成的高频电流环流，增加u相交流滤波电感lu、v相交流滤波电感lv和w相交流滤波电感lw的正序和逆序压降，抑制逆变电路三相交流母线u、v和w输出端电压高频谐波正序和逆序旋转分量。
82.作为一种优选的实施方式3，交流低通滤波环节利用滤波网络的直流输入正极plpf和直流输入负极nlpf分别与内部正直流母线p和内部负直流母线n连接，通过滤波网络为三相半桥开关电路的三相输出端uinv、vinv和winv提供零序电流通道，增加u相交流滤波电感lu、v相交流滤波电感lv和w相交流滤波电感lw的零序压降，降低电机三相中性点相对电源中心点电压摆动的高频谐波分量。
83.作为一种优选的实施方式4，直流母线电感ldc与滤波网络的三相半桥电容拓扑构成直流滤波环节，抑制高压直流输入中直流电流的高频纹波分量。
84.作为一种优选的实施方式5，三相电参数测量模块包括中性点电压传感器svn，该中性点电压传感器svn跨接与驱动电机的中性点o和内部正直流母线p之间。
85.在外部直流电源设备不提供电源中心电压接口条件下，通过跨接于外部高压直流输入端vb 和vb-之间的直流母线电压传感器svdc间接获取电源中心电压，中性点电压传感器svn信号减去0.5倍直流母线电压传感器svdc信号即可获得驱动电机三相中性点o与电源中心点的电压值，该测量值用于监测驱动电机三相中性点o的电压摆动情况。
86.优选的三相电参数测量模块还包括uv相电压传感器svuv、vw相电压传感器svvw、u相电流传感器siu和v相电流传感器siv，uv相电压传感器svuv的一端连接u相交流母线，另一端连接v相交流母线，vw相电压传感器svvw的一端连接v相交流母线，另一端连接w相交流
母线，u相电流传感器siu设置在u相交流母线的输出端，v相电流传感器siv设置在v相交流母线的输出端。
87.通过uv相电压传感器svuv的测量信号反映驱动电机的线电压u
ab
的变化情况，通过vw相电压传感器svvw的测量信号反映驱动电机的线电压u
bc
的变化情况，通过u相电流传感器siu的测量信号反映驱动电机的a相电流ia的变化情况，通过v相电流传感器siv的测量信号反映驱动电机的b相电流ib的变化情况。
88.作为一种优选的实施方式6，三相半桥开关电路包括多个相互并联的功率器件组，u相交流滤波电感lu、v相交流滤波电感lv和w相交流滤波电感lw均一端连接对应的功率器件组，另一端连接对应相的交流母线，实现多组功率器件高频驱动条件下的高阻抗并联。
89.将上述优选的实施方式进行任意组合可以得到更优的实施方式，下面将所有优选的实施方式进行组合得到的一种最优的实施方式进行具体描述。
90.一种用于电动汽车的电机逆变电路，基于宽禁带半导体功率器件的三相半桥开关电路；滤波网络；三相电参数测量模块以及直流母线电压传感器svdc、电流传感器sidc以及直流母线电感ldc。图2为本发明用于与电动汽车动力电池包和所驱动电机相连后的实施例。
91.根据本发明第一个实施方式以及图1与图2的实施例，逆变电路的高压直流输入端vb 和vb-分别与动力电池包的高压正负输出相连。所述电机逆变电路直流滤波电感ldc一端与vb 相连，另一端与内部正直流母线p相连，vb-直接与内部负直流母线n相连。三相半桥开关电路正直流端pinv与内部正直流母线p相连，三相半桥开关电路负直流端ninv与内部负直流母线n相连。所述电机逆变电路滤波网络正直流端plpf与内部正直流母线p相连，滤波网络负直流端nplf与内部负直流母线n相连。三相半桥开关电路三相输出端uinv、vinv和winv通过滤波网络以及三相电参数测量模块与电机的a、b和c三相激励输入端相连。所驱动电机的三相中性点o通过中性线接入三相电参数测量模块，内部直流母线n接入三相电参数测量模块。所述逆变电路高压直流输入vb 与vb-之间跨接直流电压传感器svdc，vb 与直流滤波电感ldc连接通路上设置电流传感器sidc，用于监测直流输入的电压和电流情况。
92.所述三相半桥开关电路由宽禁带开关功率器件q1～q6组成。功率器件q1和q4组成u相半桥，上桥臂q1的源极与下桥臂q4的漏极相连，该连接点作为三相半桥开关电路一个输出端uinv。功率器件q3和q6组成v相半桥，上桥臂q3的源极与下桥臂q6的漏极相连，该连接点作为三相半桥开关电路另一个输出端vinv。功率器件q5和q2组成w相半桥，上桥臂q3的源极与下桥臂q6的漏极相连，该连接点作为三相半桥开关电路第三个输出端winv。所述功率器件q1、q3和q5的漏极通过连接点pinv与内部正直流母线p相连，所述功率器件q4、q6和q2的源极通过连接点ninv与内部负直流母线n相连。
93.所述滤波网络由滤波电容cu1、cu2、cv1、cv2、cw1、cw2以及三相交流滤波电感lu、lv和lw组成。滤波电容cu1、cu2、cv1、cv2、cw1、cw2采用三相半桥电路拓扑连接，其中cu1的负极与cu2的正极通过连接点ulpf与u相交流母线连接，所述cv1的负极与cv2的正极通过连接点vlpf与v相交流母线联接，所述cw1的负极与cw2的正极通过连接点wlpf与w相交流母线连接。所述电容cu1、cv1和cw1的正极联接至上桥臂节点plpf，plpf与内部正直流母线p相连。所述电容cu2、cv2和cw2的负极连接至下桥臂节点nlpf，nlpf与内部负直流母线n相连。
94.交流滤波电感lu一端作为滤波网络交流第一个输入端与所述三相半桥开关电路
输出端uinv相连，交流滤波电感lu另一端通过电容三相半桥电路连接点ulpf与u相交流母线、滤波电容cu1的负极以及滤波电容cu2的正极相连，lu分别与滤波电容cu1和滤波电容cu2构成u相交流低通滤波环节。交流滤波电感lv一端作为滤波网络交流第二个输入端与所述三相半桥开关电路输出端vinv相连，交流滤波电感lv另一端通过电容三相半桥电路连接点vlpf与v相交流母线、滤波电容cv1的负极以及滤波电容cv2的正极相连，lv分别与滤波电容cv1和滤波电容cv2构成v相交流低通滤波环节。交流滤波电感lw一端作为滤波网络交流第一个输入端与所述三相半桥开关电路输出端winv相连，交流滤波电感lw另一端与逆变电路w相交流母线相连，滤波电容cw1的负极以及滤波电容cw2的正极相连，lw分别与滤波电容cv1和滤波电容cv2构成w相交流低通滤波环节。
95.所述三相电参数测量模块包含三个交流电压传感器svuv、svvw和svn以及两个电流传感器siu和siv。其中，电压传感器svuv一端连接交流母线u，另一端连接交流母线v。电压传感器svvw一端连接交流母线v，另一端连接交流母线w。电压传感器svn一端连接负直流母线n，另一端与逆变电路所驱动电机的三相中性点o连接。交流母线u输出端设置电流传感器siu，交流母线v输出端设置电流传感器siv。由于所述逆变电路三相交流母线u、v和w输出端与所驱动电机的a、b和c三相激励输入端相连，电压传感器svuv测量信号反映电机线电压u
ab
变化情况，电压传感器svvw测量信号反映电机线电压u
bc
变化情况，电压传感器svn测量信号反映电机三相中性点o与逆变电路负直流母线n之间的电压u
on
摆动情况，电流传感器siu测量信号反映电机a相电流ia变化情况，电流传感器siv测量信号反映电机b相电流ib变化情况。
96.为简化表述分析电路，在本部分后续说明中，对图2实施例的电源接口以及三相半桥开关电路简化为方框图形式，如图3和图4所示。图3中将电压为u
dc
的动力电池简化为两个电压为的串联理想电源，忽略与本发明无直接关系的电池包预充功能。需要注意的是，尽管在实际系统中电池包中间点o
′
通常不会引出，但该点与电机中性点o之间的电压u
oo
′
通常作为分析电机中性点电压摆动的分析依据，该电压与电机共模电压直接相关。因此为便于分析和说明在图3中将电源中间点o
′
以虚线引出。图5是图2引入图3和图4简化后的电路结构图，后续分析主要依据图5展开。
97.本发明中主要优点之一是利用滤波网络实现交流滤波实现逆变电路u、v和w三相输出电压的低谐波。对于三相交流信号，根据对称分量法可以分解为正序、逆序和零序分量，以uvw三相电压为例可表示为：
[0098][0099]
进一步可得：
[0100]
[0101]
其中：以及
[0102][0103][0104]
式(1)～(4)中上标 代表正序分量，上标-代表逆序分量，上标0代表零序分量，其中正序分量、负序分量各自的三相代数和均为0，而三相零序分量相等。在对电机的矢量分析中，正序和逆序信号通过选择合适的旋转坐标系都可以转换为旋转信号，因此本发明称之为旋转分量，以上标
±
表示。对称分量法不但可以分析基波，也可以用于分析在开关频率及其倍频附近的高次谐波。本实施例将分别对正逆序谐波、零序谐波以及直流侧谐波抑制的实施方式展开说明。
[0105]
在本实施例中，电源电压u
dc
选择为350v，电机为极对数8槽数48的三相永磁同步电机，实施例分析中电机转速设置为5000r/min，电机相电流77a(rms)，功率器件q1～q6为基于宽禁带半导体氮化镓的hemt，开关频率选择250khz，三相半桥开关电路功率器件通过空间矢量脉宽调制方式(svpwm)驱动。该组实施例参数仅作为本发明实施方式说明中的一个样例使用，是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他参数实施例，都应属于本发明保护的范围。
[0106]
根据本发明实施方式1和2描述的滤波网络及其与系统的连接关系，通过三相半桥拓扑连接的电容电路可以等效为两组y型接法的三相电路，上桥臂cu1、cv1和cw1组成一组y型电路的中线与直流母线p相连，下桥臂cu2、cv2和cw2组成另一组y型电路的中线与直流母线n相连。由于滤波网络为线性环节，且电机中性点与逆变电路的连接通路中除电压传感器外无欧姆连接。因此uinv、vinv和winv端由svpwm所产生的脉宽调制电压激励信号中谐波旋转分量在三相半桥电容电路内产生的谐波电流也为旋转分量，另一方面脉宽调制电压激励信号中零序分量在三相半桥电容电路内产生的谐波电流为零序分量。由于三相对称关系，正、逆序电流不会通过plpf和nlpf节点流入母线p和n。图6在图5的基础上通过虚线分别断开plpf、nlpf与母线p、n的连接，切断零序电流通路，忽略零序电流对分析结果的影响，同时将直流电感ldc短接，忽略直流滤波环节作用对电路输出的影响。通过图6可以单独分析脉宽调制电压中谐波旋转分量对所述逆变电路输出产生的影响。图7为本实施例在单独分析脉宽调制电压中谐波旋转分量对逆变电路输出产生影响时，电机三相半桥开关电路输出端uinv与vinv之间线电压u
inv_uv
、电感lu和lv上的电压降u
lu
和u
lv
以及电机输入端线电压u
ab
。图8为u
inv_uv
、u
lu
、u
lv
和u
ab
经傅里叶分解后的幅值频谱。从图7和图8中可以看出u
inv_uv
体现出典型两电平三相半桥开关电路的线电压特点，电压通过u
dc
、-u
dc
和0三种电平调制而成，含有大量的谐波成分。当该电压通过滤波网络施加到电机端时，滤波电感lu、lv上的电压降u
lu
和u
lv
吸收了大部分电压谐波分量，使得电机端线电压u
ab
具有明显的正弦特征，谐波含量显著下降。由于三相系统具有对称特性，线电压u
bc
和u
ca
不再展开分析。与交流电压相对应，图
9为图6中ulpf节点的电流曲线，流入与流出该节点的电流包括流过电感lu的iu，滤波网络u相上下桥臂电容cu1和cu2的电流i
cu1
和i
cu2
以及电机a相电流ia。由于图6中plpf和nlpf与母线p和n断开，三相半桥电容电路中的零序电流无法通过，因此i
cu1
和i
cu2
中只包含了正逆序电流和与滤波网络v相和u相上桥臂电流通过连接点plpf形成上桥臂环流，与滤波网络v相和u相下桥臂电流及通过连接点nlpf形成下桥臂环流，如图6所示。图10为图9各电流的幅值频谱。图9和图10中可以看出经过滤波环节电容分流了iu中的高频谐波电流，使得电机输入电流ia谐波含量大幅衰减。图11为图6条件下，电源输出电流i
btr
，三相半桥开关电路直流端pinv输入电流i
inv
，滤波网络直流端plfp输入电流i
plfp
以及nlfp端输出电流i
nlfp
。图12为与图11对应的各电信号幅值频谱。由于，图6中滤波网络直流端plfp和nlfp并未与内部正负直流母线相连，因此i
btr
与i
inv
相同，且i
plfp
和i
nlfp
均为0，i
btr
中存在由三相半桥开关电路造成的大量电流纹波。图13为为图6条件下直流滤波电感ldc压降u
ldc
，内部直流母线p与n之间电压u
pn
以及电机三相中性点与电源中间点电压u
oo
′
电压曲线，图14为图13所对应的各电压信号幅值频谱。由于图6中直流滤波电感ldc被短路，因此图13中ldc压降u
ldc
为0v，内部直流母线p与n之间电压u
pn
与外部电源电压相等，为恒定350v。根据svpwm原理，脉宽电压调制波中含有零序分量。由于三相滤波环节没有提供电流零序分量通路，滤波电感lu、lv上的电压降u
lu
和u
lv
不含有零序电压，图13中u
oo
′
主要表现为和0三种电平的调制形式，波形存在大量高次谐波。图6的连接方式中，电机在受到低谐波线电压激励的同时存在高频谐波共模电压。
[0107]
当cu1、cu2、cv1、cv2、cw1、cw2容值完全相同的理想条件时，根据电路对称关系，按图6连接的逆变电路其plfp和nlfp电压相同，可将两点短接。此时其三相交流滤波部分与典型的y型连接电容滤波功能上等效。尽管y型连接电容滤波方式可以滤除电机线电压上的谐波，但电机中性点电压及逆变电路电源侧直流电流上仍然存在大量谐波。本发明实施方式2则提出将y型电容连接方式变为电容三相半桥连接，因此提供了两个可成对使用的直流连接端plfp和nlfp，并同样实现了对正逆序谐波的滤波。实施方式3则针对零序谐波滤波，利用三相半桥电容网的两个直流端分别与内部直流母线p和n的连接，提出通过滤波网络建立零序电流通道，并避免将大谐波电流直接注入车身非理想地带来的绝缘误报等问题。根据本发明实施方式3的描述可先做如下分析：
[0108]
图15为考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时系统简化示意与电流流向图。该系统结构与图5及图6相比较，图15在保留ldc短路状态，忽略ldc作用的基础上，将plfp和nlfp与内部直流母线p和n相连。图16为图15连接方式下电机三相半桥开关电路输出端uinv与vinv之间线电压u
inv_uv
、电感lu和lv上的电压降u
lu
和u
lv
以及电机输入端线电压u
ab
。图17为u
inv_uv
、u
lu
、u
lv
和u
ab
经傅里叶分解后的幅值频谱。当plfp和nlfp与内部直流母线p和n相连后，由于滤波网络存在零序电流通道，交流滤波电感lu、lv和lw压降中含有了零序电压分量，图16中u
lu
和u
lv
的与图7相比存在明显差异。同时由于图15滤波网络的正逆序谐波电流通道被保留，u
ab
仍然具有低谐波特点。图15中滤波网络为高频谐波电流提供了正逆序及零序电流通路，此条件下三相半桥电容电路内的电流包含了正逆序电流分量及零序电流分量，电流流向如图15所示。图18为图15中ulpf节点的电流曲线，流入与流出该节点的电流包括流过电感lu的iu，滤波网络u相上下桥臂电容cu1和cu2的电流i
cu1
和i
cu2
以及电机a相
电流ia。图19为图18各电流的幅值频谱图18所示的ulfp节点电流曲线与图9相比较，由于存在零序电流，iu的谐波含量有所增加，但经电容滤波后的ia与图9相比几乎无变化。图18中电容cu1和cu2的电流i
cu1
和i
cu2
波形由于含有了零序分量，与图9的对应曲线相比出现较大差异。
[0109]
图20为图15条件下，电源输出电流i
btr
，三相半桥开关电路直流端pinv输入电流i
inv
，滤波网络直流端plfp输入电流i
plfp
以及nlfp端输出电流i
nlfp
。图21为与图20对应的各电信号幅值频谱。根据式(2)～(4)可知节点plfp和nlfp的电流i
plfp
和i
nlfp
分别与滤波模块上桥臂电容电路和下桥臂电容电路的零序电流有关，即
[0110][0111]
以及
[0112][0113]
其中：根据图15的电路结构，有i
btr
＝i
inv
i
plfp
，因此i
btr
中含有由三相半桥开关电路和滤波网络直流端共同造成的电流纹波，如图20和21所示。通过对比图20和图11的i
btr
变化曲线可以发现，当图15同时考虑三相高频正序、逆序及零序谐波分量滤波时相比于图6单独分析脉宽调制电压中谐波旋转分量时系统的直流母线电流纹波出现增加。尽管三相半桥电容电路的零序电流通路对直流母线电流纹波造成影响，但同时在滤波网络的交流滤波电感lu、lv和lw压降中含有了零序电压分量，因此降低了电机中性点电压u
oo
′
的谐波含量。图22为为图15条件下直流滤波电感ldc压降u
ldc
，内部直流母线p与n之间电压u
pn
以及电机三相中性点与电源中间点电压u
oo
′
电压曲线，图23为图22所对应的各电压信号幅值频谱。图22和图23中u
oo
′
曲线及对应的幅值频谱与图13和图14相比，u
oo
′
中开关频率及其整数倍附近的谐波被有效抑制，图22中由svpwm机理形成的u
oo
′
低频三角波特征被凸显出来。对于直流滤波电感ldc，图15所示电路与图6中相同，均被短路，因此图22中ldc压降u
ldc
同样为0v，内部直流母线p与n之间电压u
pn
与外部电源电压相等为350v。
[0114]
本发明通过实施方式2和3解决了包含电机中性点电压在内的逆变电路交流侧高频滤波问题，但该实施方式无法抑制直流输入侧的电流谐波。实施方式1中滤波网络的两个直流端跨接在内部正负母线p和n上，因此只要内部直流母线p与n之间的电压出现小幅摆动，即可引起滤波网络中的三相半桥电容电路通过直流端的高频充放电。通过合理设计，利用i
plfp
中高频纹波电流可以部分抵消三相半桥开关电路直流端电流i
inv
的电流纹波，达到抑制直流母线电流纹波目的。据此，本发明的实施方式4利用实施方式1中描述的直流滤波电感ldc，将其与实施方式2和3中描述的滤波网络通过直流母线p串联，进而形成直流滤波环节。此条件下所述逆变电路电流流向图如图24所示。图24的电路结构与图5系统简化示意图一致。
[0115]
图25为图24连接方式下电机三相半桥开关电路输出端uinv与vinv之间线电压uinv_uv
、电感lu和lv上的电压降u
lu
和u
lv
以及电机输入端线电压u
ab
。图26为u
inv_uv
、u
lu
、u
lv
和u
ab
经傅里叶分解后的幅值频谱。图24中取消了ldc短路线，其余部分与图15相比并无改变，而电感ldc的作用是利用直流母线中的电流谐波在滤波网络直流端产生相应的电压脉动，进而建立直流输入的电流滤波条件。因此图25中各交流电参数变化曲线与图16相比无明显变化，u
ab
同样具有低谐波特点。图24中滤波网络与直流滤波电感ldc结合，该逆变电路在高频三相电流正逆序及零序电流通路基础上增加了直流滤波通路，此条件下三相半桥电容电路内的电流不但包含了正逆序电流分量及零序电流分量，而且内部直流母线电压u
pn
波动造成的电容电流也将从该部分通过，电流流向如图24所示。此时流过滤波电容cu1、cu2、cv1、cv2、cw1、cw2的电流可以表示为：
[0116][0117]
其中上标dc代表了由内部直流母线电压u
pn
波动造成的电容电流。在此条件下节点plfp和nlfp的电流i
plfp
和i
nlfp
为：
[0118][0119]
以及
[0120][0121]
图27为图24中ulpf节点的电流曲线，流入与流出该节点的电流包括流过电感lu的iu，滤波网络u相上下桥臂电容cu1和cu2的电流i
cu1
和i
cu2
以及电机a相电流ia。图28为图24各电流的幅值频谱，图27所示的ulfp节点电流曲线与图18相比较，iu的谐波含量有所增加，但经电容滤波后的ia与图18相比几乎无变化。图27中电容cu1和cu2的电流i
cu1
和i
cu2
波形由于含有了直流母线电压纹波造成的电流抖动，与图18的对应曲线相比出现较大差异。
[0122]
图29为图24条件下，电源输出电流i
btr
，三相半桥开关电路直流端pinv输入电流i
inv
，滤波网络直流端plfp输入电流i
plfp
以及nlfp端输出电流i
nlfp
。图30为与图29对应的各电信号幅值频谱。与图15所示系统相比，根据式(8)和(9)可知图24中节点plfp和nlfp的电流i
plfp
和i
nlfp
中添加了直流滤波环节引起的电流抖动，但i
plfp
电流纹波可以与三相半桥开关电路直流端pinv输入电流i
inv
的纹波相抵消，因此图24所示逆变电路中直流母线电流i
btr
与图15电路所对应的图20中i
btr
相比电流纹波大幅下降，该逆变电路直流电源的输入电流品质得到大幅提升。图31为图24条件下直流滤波电感ldc电压降u
ldc
，内部直流母线p与n之间电压u
pn
、电机三相中性点与电源中间点之间电压u
oo
′
以及电机三相中性点与逆变电路负直流母线n之间u
on
电压曲线。图32为图31所对应的各电压信号幅值频谱。由于直流母线电流的轻微摆动造成了直流滤波电感ldc电压降u
ldc
出现小幅的高频波动，并引起内部直流母线pn电压u
pn
的波动。由于电容端电压与流过电流之间存在微分关系，因此该直流母线电压波动在滤波网络的直流端引起可以抵消i
inv
纹波的电流变化。由于在图24的逆变电路中，零序电流通路仍然有效，因此u
oo
′
中开关频率及其整数倍附近的谐波同样被有效抑制。
[0123]
由于实施方式2～4解决了所述逆变电路三相输出电压波形的高频谐波抑制问题，电机激励电压由传统的脉宽调制形式变为正弦形式，中性点摆动电压变为三角波形式。因此在逆变电路三相输出侧利用电压传感器可以直接进行电压采用，并降低采样处理技术难度。因此在本发明实施方式5中，svuv跨接于u相母线和v相母线之间，测量三相交流母线u和v之间的线电压u
uv
，进而得到电机线电压u
ab
。svvw跨接于v相母线和w相母线之间；测量三相交流母线v和w之间的线电压u
vw
，进而得到电机线电压u
bc
。如前所述，电动汽车电池电源系统通常不会直接提供电源中心电压联接端，因此在本发明实施方式5中，通过在电机中性点o与逆变器负母线n之间设置电压传感器svn，通过跨接于vb 和vb-之间的电压传感器svdc间接获取电源中心电压，所述svn电压传感器信号减去0.5倍svdc电压传感器信号即可获得电机三相中性点o电压值，该值可用于监测电机共模电压变化情况。图31显示了该实施实施例中u
oo
′
与u
on
曲线之间的关系。
[0124]
目前在电动汽车逆变电路中，当驱动流需求较大时，通常采用多个功率器件并联使用方式。本发明实施方式6根据这一需求，利用实施方式2中所述的交流滤波电感，采用多组独立的所述三相半桥开关电路与相应的多组所述三相交流滤波电感，每组内每一相滤波电感的一端与相应组同相半桥开关电路输出端相连，每组内的每一相滤波电感的另一端与u、v和w三相中的对应相交流母线相连，实现多组功率器件高频驱动条件下的高阻抗并联，避免因功率器件门极驱动信号时延、器件开关特性不一致等造成的同相不同组间三相半桥开关电路的上下桥臂直通短路，高阻抗并联电路如图33所示。图33仅表示出两组功率器件inv1和inv2的并联方式，inv1通过lu_1、lv_1、lw_1分别与inv2所连接的lu_2、lv_2、lw_2并联于三相交流母线u、v和w，该拓扑不局限于两组功率器件并联，可以容易的进一步扩展为3组及以上的功率器件并联。由于存在功率器件门极驱动信号时延、器件开关特性不一致等问题，通常会出现同相不同组间上下桥臂直通短路，功率器件门级驱动信号时序如图34所示。图34中仅表示出了u相半桥的门级驱动信号，其中g1为inv1 u相上桥臂q1_1和inv2 u相上桥臂q1_2的理想门极驱动信号，g4为inv1 u相下桥臂q4_1和inv2 u相上桥臂q4_2的理想门极驱动信号。传统功率器件直接并联方式与电流流向如图35所示，根据图33所描述的本发明实施方式6，实施例的功率器件并联拓扑与电流流向如图36所示。考虑到单组三相半桥开关电路一相上下桥臂器件导通与关断时间的不一致性，通常在g1和g4信号跳变沿之间插入死区时间δtd，图34表述了在g1和g4信号跳变上升沿插入δtd的一种时序关系。当多组功率器件并联时不同组驱动信号之间存在传输延时等问题，图34中g1_1和g4_1为inv1 u相上桥臂q1_1和下桥臂q4_1插入死区后的门极驱动信号，而g1_2和g4_2为inv2 u相上桥臂q1_2和下桥臂q4_2插入死区后的门极驱动信号,其中inv2的门极驱动信号延迟inv1的门极驱动信号δt1。当δt1＞δtd时，出现inv1的上桥臂q1_1和inv2的上桥臂q4_2同时导通。采用传统的连接方式将会在q1_1和q4_2之间产生短路电流分量i
u2
，电感lu无法限制该短路电流的突变，如图35所示。当逆变电路采用高开关频率工作时，为了提高直流母线电压利用率，必须减少死区，出现该现象的可能性大幅提高。根据本发明实施方式6的实施例图36由于inv1和inv2输出的u相电流必须分别流经电感lu_1和lu_2，而电感具有防止电流突变的作用，因此限制了短路大电流现象的发生，实现了多功率器件高阻抗并联，提高逆变电路的容错能力。
[0125]
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无
需创造性劳动就可以根据本发明的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。