变换器控制方法，装置及包括其的移动式储能电源与流程

1.本发明涉及电源领域，尤其是变换器控制方法，装置及包括其的移动式储能电源。


背景技术：

2.移动式储能电源是一种替代传统小型燃油发电机的、内置锂离子电池的小型储能设备，有大容量、大功率、安全便携的特点，可提供稳定交流/直流电压输出的电源系统，电池容量通常在100wh至3000wh之间，配有ac、dc、type-c、usb、pd等多种接口，可匹配市场上主流电子设备，适用于户外出游、应急救灾、医疗抢险、户外作业等多个场景。也即移动式储能电源主要使用对象为终端客户，使用场景为家庭户外旅行时给用电设备供电或户外作业时给电动工具供电等。目前，移动式储能电源呈现出爆发式增长态势。
3.小型化、低成本、高效率及可靠性高是移动式储能电源的重要发展趋势。


技术实现要素：

4.本技术提出一种ac/dc变换器控制方法，包括：s1:采样获得反应ac/dc变换器的交流电流的电流采样信号；s2:判断电流采样信号的幅值是否大于阈值，若是，进入步骤s3，若否，进入步骤s4；s3:开关控制信号产生模块输出开关控制信号，开关控制信号用于控制ac/dc变换器工作在变频ccm模式；s4:开关控制信号产生模块输出初始开关控制信号，初始开关控制信号具有开关管导通时间t11和开关管关断时间t12，其中t11与t12的和小于开关控制信号的周期ts，进入步骤s5；s5:将开关管导通时间t11增大至t21，并将开关管关断时间t12增大至t22，其中t21与t22的和小于开关控制信号的周期ts，得到开关控制信号；s6:ac/dc变换器接收步骤s3或步骤s5输出的开关控制信号而工作。
5.更进一步的，步骤s1通过与ac/dc变换器直流母线电容串联的采样电阻采样ac/dc变换器的交流电流。
6.更进一步的，步骤s1还包括提供连接采样电阻两端的电流采样电路，当为交流电流的正半轴时，电流采样电路输出正半周期的馒头波，当为交流电路的负半轴时，电流采样电路将交流电流的负半轴反转为正半周期的馒头波，而输出母线电流信号；提供接收母线电流信号和交流电压信号的反向模块，当交流电压信号由正过零变负时，将母线电流信号取反，当交流电压信号由负过零变正时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号。
7.更进一步的，ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形的面积等于ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t11时的峰值与开关控制信号的周期ts围成的三角形的面积。
8.更进一步的，步骤s5还包括根据公式计算开关控制信号的导通时间t21和关断时间t22，其中ts为开关控制信号的周期，t11为初始开关控制信号的导通时间，t12为初始开关控制信号的关断时间，t21为开关控制信号的导通时间，t22为开关控制信号的关断时间。
9.本技术还提出一种ac/dc变换装置，包括：ac/dc变换器，被配置为接收交流电，并
且被配置为根据接收的开关控制信号将交流电变换为直流母线电容上的直流电；控制模块，包括：判断模块，被配置为接收反应ac/dc变换器的交流电流的电流采样信号，用于判断电流采样信号的幅值是否大于阈值，输出控制指示信号；开关控制信号产生模块，被配置为接收电流采样信号和控制指示信号，当控制指示信号指示电流采样信号大于阈值时，开关控制信号产生模块被配置为根据电流采样信号输出的开关控制信号控制使得ac/dc变换器工作在变频ccm模式，当控制指示信号指示交流电流小于阈值时，开关控制信号产生模块被配置为根据电流采样信号输出初始开关控制信号，其中初始开关控制信号具有开关管导通时间t11和开关管关断时间t12，其中t11与t12的和小于开关控制信号的周期ts；开关控制信号调整模块，被配置为接收初始开关控制信号，并且将开关管导通时间t11增大至t21，将开关管关断时间t12增大至t22，其中t21与t22的和小于开关控制信号的周期ts，得到的开关控制信号控制使得ac/dc变换器工作在dcm模式。
10.更进一步的，ac/dc变换器为pfc电路。
11.更进一步的，ac/dc变换器包括第一混合式igbt和第二混合式igbt串联形成的第一快管桥臂，第一硅基mosfet和第二硅基mosfet串联形成的第一慢管桥臂，第一快管桥臂、第一慢管桥臂以及直流母线电容并联连接，第一快管桥臂的开关共节点用于经电感连接交流源的l线，第一慢管桥臂的开关共节点用于连接交流源的n线。
12.更进一步的，还包括采样电阻，采样电阻与直流母线电容串联连接；电流采样电路，连接采样电阻的两端，被配置为当为交流电流的正半轴时，电流采样电路输出正半周期的馒头波，当为交流电流的负半轴时，电流采样电路将交流电流的负半轴反转为正半周期的馒头波，而输出母线电流信号。
13.更进一步的，还包括反向模块，反向模块接收母线电流信号和交流电压信号，被配置为当交流电压信号由正过零变负时，将母线电流信号取反，当交流电压信号由负过零变正时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号。
14.更进一步的，还包括反向模块，反向模块接收母线电流信号和开关控制信号，被配置为当第一硅基mosfet的开关驱动信号由低电平切换为高电平时，将母线电流信号取反，当第一硅基mosfet的开关驱动信号由高电平切换为低电平时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号，或，被配置为当第二硅基mosfet的开关驱动信号由低电平切换为高电平时，母线电流信号不变，当第二硅基mosfet的开关驱动信号由高电平切换为低电平时，将母线电流信号取反，而输出电流采样信号。
15.更进一步的，ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形的面积等于ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t11时的峰值与开关控制信号的周期ts围成的三角形的面积。
16.更进一步的，开关控制信号调整模块根据公式更进一步的，开关控制信号调整模块根据公式计算开关控制信号的导通时间t21和关断时间t22，其中ts为开关控制信号的周期，t11为初始开关控制信号的导通时间，t12为初始开关控制信号的关断时间，t21为开关控制信号的导通时间，t22为开关控制信号的关断时间。
17.本技术还提出一种移动式储能电源，包括：上述的ac/dc变换装置。
附图说明
18.图1为本技术一实施例的ac/dc变换器控制方法流程图。
19.图2为本技术一实施例的电流采样信号与ac/dc变换器工作模式的对应关系示意图图。
20.图3为ac/dc变换器工作在dcm模式时电感电流波形图。
21.图4为本技术一实施例的ac/dc变换器工作在dcm模式时，死区补偿后电感电流波形图。
22.图5为本技术一实施例的ac/dc变换装置示意图。
23.图6为本技术一实施例的ac/dc变换装置部分电路示意图。
24.图7为ac/dc变换装置内电流波形示意图。
具体实施方式
25.下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
26.本技术一实施例，在于提供一种ac/dc变换器控制方法，请参阅图1所示的ac/dc变换器控制方法流程图，ac/dc变换器控制方法包括：
27.s1:采样获得反应ac/dc变换器的交流电流的电流采样信号；
28.s2:判断电流采样信号的幅值是否大于阈值，若是，进入步骤s3，若否，进入步骤s4；
29.s3:开关控制信号产生模块输出开关控制信号，开关控制信号用于控制ac/dc变换器工作在变频ccm模式；
30.s4:开关控制信号产生模块输出初始开关控制信号，初始开关控制信号具有开关管导通时间t11和开关管关断时间t12，其中t11与t12的和小于开关控制信号的周期ts，进入步骤s5；
31.s5:将开关管导通时间t11增大至t21，并将开关管关断时间t12增大至t22，其中t21与t22的和小于开关控制信号的周期ts，得到开关控制信号；
32.s6:ac/dc变换器接收步骤s3或步骤s5输出的开关控制信号而工作。
33.如上所述，在交流电流(也即电流采样信号)较小时控制ac/dc变换器工作在dcm模式，避免造成最大开关频率很高，影响效率的问题，在交流电流较大时控制ac/dc变换器工作在变频ccm模式，避免了电流峰值会很大，需要选用更大峰值电流耐受能力的器件，而降低成本；并且在dcm模式下，通过增大开关控制信号的导通时间和关断时间补偿了dcm模式的死区时间，使电流过零点变得很光滑，电流波形的thdi小于3％。
34.请参阅图2所示的电流采样信号is与ac/dc变换器工作模式的对应关系示意图。在交流电流小于阈值ith时控制ac/dc变换器工作在dcm模式，在交流电流大于阈值ith时控制ac/dc变换器工作在变频ccm模式，兼顾了dcm模式和变频ccm模式的优点，即避免了电流峰值会很大，需要选用更大峰值电流耐受能力的器件，而降低成本，又避免了造成最大开关频率很高，影响效率的问题。
35.请参阅图3所示的ac/dc变换器工作在dcm模式时电感电流波形图，或称，图3为在初始开关控制信号控制下ac/dc变换器电感电流波形图。因dcm工作模式会造成实际电流偏小，影响电流波形的质量，电流波形的谐波较大。本技术首先通过根据实际的电流采样信号得到初始开关控制信号，若采用初始开关控制信号控制ac/dc变换器，其电流波形就为图3所示，初始开关控制信号的开关管导通时间t11内开关管导通，电感电流逐渐增大至峰值ip1，对应点e，初始开关控制信号的开关管关断时间t12内开关管关断，电感电流逐渐下降至0，开关管导通时刻对应点a，关断时刻对应点b，开关控制信号的周期为ts，其中t11与t12的和小于开关控制信号的周期ts，也即ac/dc变换器工作在dcm模式，下一个周期开始的点对应点d，也即点a到点d对应一个开关周期ts。如图3所示，在点b至点d之间电感电流为零，为dcm模式下的死区时间，导致零点附近电流畸变，影响电流波形的质量，电流波形的谐波较大。
36.若电流波形连续，则将可提高电流波形的质量。为此，请参阅图4所示的ac/dc变换器工作在dcm模式时，死区补偿后电感电流波形图。或称，图4为在初始开关控制信号的基础上增加导通时间和关断时间后形成的开关控制信号控制下ac/dc变换器电感电流波形图。可通过增大初始开关控制信号的导通时间t11增大至t21、关断时间t12增大至t22，可将电感电流峰值增加为ip2，如图4所示对应f点，则电感电流再降到零时，也即开关管的关断时刻对应的点为c，则ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形afc的面积将大于三角形aeb围成的三角形的面积,则可知开关管导通时间为t21、关断时间为t22时，零点附近电流畸变将变小，电流波形的谐波将较小，而提高了电流波形质量，且仍为dcm模式。
37.更优的，为使电流波形的谐波最小，且兼顾dcm模式的优点，可使得点c落在点b和点d之间，保证其工作dcm模式，且使得ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形afc的面积等于ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t11时的峰值与开关控制信号的周期ts围成的三角形aed的面积，基于伏秒相等理论可知，此时电流波形质量与ac/dc变换器工作在crm模式相同，但却实际工作在dcm模式。
38.请参阅图4，三角形abe为dcm控制模式下的给定值，三角形ade为crm控制模式下的理论值，三角形acf为死区时间补偿后dcm控制模式下的目标值。很显然，三角形abe的面积小于三角形ade，这正是造成零点附近电流畸变的主要原因。如上所述，可通过将开关管导通时间t11增大至t21，并将开关管关断时间t12增大至t22，使点c落在点b和点d之间，而可补偿三角形abe缺失的面积。较佳的，如果能够将三角形abe补偿到等于三角形ade的面积，则波形畸变可以完全消除。但是，考虑到同时需保证工作在dcm模式，因此，需要将三角形abe的高增大，也即ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形acf的面积等于ac/dc变换器内电感电流在开关管导通时间t11时的峰值与开关控制信号的周期ts围成的三角形ade的面积。基于三角形acf的面积等于三角形ade的面积，可根据公式面积，可根据公式计算开关控制信号的导通时间t21和关断时间t22，其中ts为开关控制信号的周期，t11为初始开关控制信号的导通时间，t12为初始开关控制信号的关断时间，t21为开关控制信号的导通时间，t22为开关控制信号的关断时间。
39.具体的，步骤s3中，开关控制信号产生模块根据电流采样信号输出开关控制信号。步骤s4开关控制信号产生模块根据电流采样信号输出初始开关控制信号。
40.在一实施例中，步骤s1通过与ac/dc变换器直流母线电容串联的采样电阻采样ac/dc变换器的交流电流。具体的，在一实施例中，步骤s1还包括提供连接采样电阻两端的电流采样电路，当为交流电流的正半轴时，电流采样电路输出正半周期的馒头波，当为交流电路的负半轴时，电流采样电路将交流电流的负半轴反转为正半周期的馒头波，而输出母线电流信号；提供接收母线电流信号和交流电压信号的反向模块，当交流电压信号由正过零变负时，将母线电流信号取反，当交流电压信号由负过零变正时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号。在一实施例中，步骤s1中还可通过开关控制信号判断交流电流的正负半周。
41.本技术一实施例，还在于提供一种ac/dc变换装置，请参阅图5所示的ac/dc变换装置示意图，ac/dc变换装置包括：
42.ac/dc变换器100，被配置为接收交流电vac(如连接l线和n线)，并且被配置为根据接收的开关控制信号将交流电vac变换为直流母线电容cbus上的直流电vdc；
43.控制模块200，包括：
44.判断模块210，被配置为接收反应ac/dc变换器的交流电流的电流采样信号is，用于判断电流采样信号的幅值是否大于阈值，输出控制指示信号dr；
45.开关控制信号产生模块220，被配置为接收电流采样信号is和控制指示信号dr，当控制指示信号dr指示电流采样信号is大于阈值时，开关控制信号产生模块220被配置为根据电流采样信号is输出的开关控制信号控制使得ac/dc变换器100工作在变频ccm模式，当控制指示信号dr指示电流采样信号is小于阈值时，开关控制信号产生模块220被配置为根据电流采样信号is输出初始开关控制信号，其中初始开关控制信号具有开关管导通时间t11和开关管关断时间t12，其中t11与t12的和小于开关控制信号的周期ts；
46.开关控制信号调整模块230，被配置为接收初始开关控制信号，并且将开关管导通时间t11增大至t21，将开关管关断时间t12增大至t22，其中t21与t22的和小于开关控制信号的周期ts，得到的开关控制信号控制使得ac/dc变换器100工作在dcm模式。
47.同样的，在交流电流(也即电流采样信号)较小时控制ac/dc变换器工作在dcm模式，避免造成最大开关频率很高，影响效率的问题，在交流电流较大时控制ac/dc变换器工作在变频ccm模式，避免了电流峰值会很大，需要选用更大峰值电流耐受能力的器件，而降低成本；并且在dcm模式下，开关控制信号调整模块增大开关控制信号产生模块产生的初始开关控制信号的导通时间和关断时间，补偿了dcm模式的死区时间，使电流过零点变得很光滑，电流波形的thdi小于3％。
48.在本技术一实施例中，ac/dc变换器100为pfc电路。当然其也可为其它的ac/dc变换器。请参阅图6所示的本技术一实施例的ac/dc变换装置部分电路示意图，ac/dc变换器100包括第一混合式igbt s1和第二混合式igbt s2串联形成的第一快管桥臂，第一硅基mosfet q1和第二硅基mosfet q2串联形成的第一慢管桥臂，第一快管桥臂、第一慢管桥臂以及直流母线电容cbus并联连接，第一快管桥臂的开关共节点用于经电感l1连接交流源的l线，第一慢管桥臂的开关共节点用于连接交流源的n线。
49.其中第一快管桥臂还可包括多个快管桥臂并联连接，对应的也包括多个电感连接在快管桥臂共节点与交流源的l线之间。更优的，为提高ac/dc变换装置的功率密度，多个电
感可磁集成在一个磁器件中。并且多个快管桥臂可交错并联控制以减小纹波，提高ac/dc变换装置的效率和性能。采用交错并联技术，将等效开关频率提高1倍，无源器件的体积减小；同时，采用基于磁集成的耦合电感设计，进一步减小滤波电感的体积。
50.快管桥臂内的开关管的开关频率较高，如50khz，甚至更高。本技术采用混合式igbt(硅基igbt sic二极管)作为快管桥臂内的开关管。传统设计中，采用了sic或gan等宽禁带半导体开关以提高开关频率。频率越高，无源器件(如电感、变压器和电容器)体积越小。但是，这种设计不仅成本大幅上升，而且还增加了可靠性风险。因为sic和gan等新型开关器件的技术成熟度有待工业界进一步验证。本技术采用混合igbt后，ac/dc变换装置的可靠性大大提高，且开关频率可提高一倍，则电感体积减小一半，同时，效率还提升1.2％，不仅使得ac/dc变换装置的体积和重量降低，而且还可以实现自然冷却，满足用于对超静音(如夜间频繁使用的呼吸机)和ip67防护等级(如建筑公司的便携式工具类储能应用)等特殊要求。另外，慢管桥臂内的低导通损耗的硅基mosfet，大大降低了rds_on欧姆损耗，系统效率提升了1％(即发热量减少了20-30w)。
51.请再参阅图6，在交流电vac的正半周期内，q2一直导通，并且直流母线电容cbus上的电流等于q2的反向电流；在交流电vac的负半周期内，q1一直导通，并且直流母线电容cbus上的电流等于q1的反向电流。很显然，s1的电流又等于q2，s2的电流又等于q1。因此，直流母线电容cbus上的电流可反应交流电vac的电流，并且可通过交流电流的过零点或通过ac/dc变换器100中开关控制信号(q1和q2的控制信号)的中断的起始位置很容易区分交流电vac的正半周和负半周。换言之，在不同的开关模态下，只需通过分时提取的数学重构，就可以把与直流母线电容串联连接的采样电阻rs流过的电流一一对应到交流电vac的电流波形。为此，请再参阅图6，ac/dc变换装置还包括电流采样电路310和反向模块320，并请结合图7所示的ac/dc变换装置内电流波形示意图，其中(a)为交流电流波形，(b)为母线电流信号波形，(c)为电流采样信号波形，电流采样电路310连接采样电阻rs的两端，被配置为当为交流电流的正半轴时，电流采样电路输出正半周期的馒头波，当为交流电流的负半轴时，电流采样电路将交流电流的负半轴反转为正半周期的馒头波，而输出母线电流信号，如图7中的(b)所示。在一实施例中，反向模块320接收母线电流信号和交流电压信号，被配置为当交流电压信号由正过零变负时，将母线电流信号取反，当交流电压信号由负过零变正时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号，如图7中的(c)所示，也即根据交流电流的过零点分时提取，并数学重构得到电流采样信号。在另一实施例中，反向模块320接收母线电流信号和开关控制信号，被配置为当第一硅基mosfet q1的开关驱动信号由低电平切换为高电平时，将母线电流信号取反，当第一硅基mosfet q1的开关驱动信号由高电平切换为低电平时，母线电流信号不变，而输出电流采样信号，或，被配置为当第二硅基mosfet q2的开关驱动信号由低电平切换为高电平时，将母线电流信号不变，当第二硅基mosfet q2的开关驱动信号由高电平切换为低电平时，将母线电流信号取反，而输出电流采样信号。也即根据开关控制信号(q1和q2的控制信号)的中断的起始位置分时提取，并数学重构得到电流采样信号。
52.如在交流侧采样交流电流，因对地电压为电网电压，需隔离采样。本技术通过将电流采样电阻rs放置在直流母线上，因对地电压为零，变成了低成本的非隔离方案，通过相电流的软件重构技术，就可以将直流侧电流波形还原为交流电流波形，结构简单。
53.请再参阅图6，电流采样电路310包括运算放大器opa,运算放大器opa的正输入端
经第一电阻r1连接采样电阻rs的第一端，运算放大器opa的负输入端经第二电阻r2连接采样电阻opa的第二端，第三电阻r3连接在运算放大器opa的负输入端与运算放大器的输出端之间，运算放大器opa的正输入端还连接一阻抗单元(第四电阻r4与第五电阻r5串联形成)，阻抗单元连接一电压源vcc。具体的运算放大器opa的正输入端连接第四电阻r4与第五电阻r5的共节点。
54.与上述的ac/dc变换器控制方法原理和目的相同的，ac/dc变换器内电感电流(l1上的电流)在开关管导通时间t21时的峰值与t21和t22之和围成的三角形的面积等于ac/dc变换器内电感电流(l1上的电流)在开关管导通时间t11时的峰值与开关控制信号的周期ts围成的三角形的面积。
55.同样的，与上述的ac/dc变换器控制方法原理和目的相同的，开关控制信号调整模块230根据公式计算开关控制信号的导通时间t21和关断时间t22，其中ts为开关控制信号的周期，t11为初始开关控制信号的导通时间，t12为初始开关控制信号的关断时间，t21为开关控制信号的导通时间，t22为开关控制信号的关断时间。
56.在一实施例中，上述的ac/dc变换装置应用于移动式储能电源。基于上述的技术特征，本技术的移动式储能电源的效率可达99％(相比传统提高了2.2％)，等效开关频率为100khz(相比传统提高了4倍)，移动式储能电源的体积相比传统减小了60％。此外，由于移动式储能电源的效率较高，首次实现了无风扇设计，不仅使得移动式储能电源的工作噪音从40db下降为25db，而且还可以实现全密封的ip67设计，满足工具类应用要求。
57.最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。