一种减小电流纹波的DC-DC电源及其控制方法与流程

一种减小电流纹波的dc-dc电源及其控制方法
技术领域
1.本发明涉及电力电子功率变换技术领域，具体是指一种减小电流纹波的dc-dc电源及其控制方法。


背景技术：

2.21世纪以来，随着全球经济的迅速发展，世界对能源的需求加剧，各种形式的新能源构建了多元化的综合能源系统，在这样的背景下，功率变换和能量传输技术成为重要的技术研究方向。目前dc-dc变换在电池的储能与应用方面有着重要作用，由于dc-dc电源通常使用pwm控制技术，输入或输出电流的纹波是不可避免的，对于储能电池而言，较大的纹波会对其使用造成影响。为解决这一问题，传统的减小纹波的方法有加入滤波电容或者交错并联技术。其中交错并联技术可以将电流均分到各个并联的支路，降低了每个支路的开关管的电流应力，且可以通过电流叠加的方式来减小总的电流纹波，故交错并联技术在dc-dc变换中使用较多。
3.传统的交错并联技术一般对n路交错并联采用交错1/n个开关周期的方式进行控制，总电流的纹波相互交错抵消，来达到减小纹波的目的。该控制方法对dc-dc电源所有的工况均不加区分地采用交错1/n个开关周期的方式输出控制信号，而实际dc-dc电源的运行受占空比、开关频率、负载功率等因素的影响，在工况发生变化时，降低纹波的效果也会发生变化，在某些工况之下采取交错1/n个开关周期的方式并不能将纹波降到最低。


技术实现要素：

4.本发明针对传统交错并联技术中固定交错角度导致在变化工况下降低纹波效果不能达到最优的问题进行了改进。提供一种减小电流纹波的dc-dc电源及其控制方法，对两路交错并联的交错比进行控制，使得在所需要的工况下纹波能比传统交错并联技术降到更低。
5.为解决上述技术问题，本发明提供的技术方案为：一种减小电流纹波的dc-dc电源，包括输入直流电压源、输入滤波电容、输出滤波电容、第一电感、第二电感、第一功率开关器件、第二功率开关器件、第三功率开关器件、第四功率开关器件；
6.所述第一电感、第二电感的输入端与输入直流电压源的正极连接，所述第一功率开关器件的第一端与第一电感的输出端相连，所述第一功率开关器件的第二端与输入直流电压源的负极相连，所述第二功率开关器件的第一端与第一电感l1的输出端相连，第二功率开关器件的第二端与减小电流纹波的dc-dc电源输出端正极相连，所述第三功率开关器件的第一端与第二电感的输出端相连，所述第三功率开关器件的第二端与输入直流电压源的负极相连，所述第四功率开关器件的第一端与第二电感的输出端相连，所述第四功率开关器件第二端与与减小电流纹波的dc-dc电源输出端正极相连，所述输入滤波电容并联在输入直流电压源两端，所述减小电流纹波的dc-dc电源的输出端正负极之间还并联有输出滤波电容。
7.所述第一功率开关器件、第二功率开关器件、第三功率开关器件、第四功率开关器件选用mosfet。
8.一种减小电流纹波的dc-dc电源的控制方法，包括以下具体步骤：
9.步骤一、进行主电路的参数设计；
10.步骤二、进行初始交错角度的计算和设计；
11.步骤三、进行初始交错角度的计算和设计；
12.进一步的，步骤一中进行主电路的参数设计，包括：
13.确定以下参数：输入电压，所需的输出电压，等效电阻，第一电感、第二电感的感量，输入滤波电容的容值，输出滤波电容的容值；
14.计算出第一功率开关器件、第二功率开关器件、第三功率开关器件、第四功率开关器件的电压、电流应力，并进行选型。
15.进一步的，步骤二中进行初始交错角度的计算和设计包括：
16.对两路交错并联boost的电路模型进行分析，得出两路电感电流之和；
17.对电感电流之和进行分析，求取使得p最小的条件。
18.进一步的，所述对两路交错并联boost的电路模型进行分析时，先分析其中一路boost 电路，假设占空比d大于0.5,i0为一个开关周期开始时的电感电流；
19.当第一功率开关器件导通，第二功率开关器件关断时，电感电流的变化率为：
[0020][0021]
当第一功率开关器件关断，第二功率开关器件导通时，电感电流的变化率为：
[0022][0023]
当第一功率开关器件导通，第二功率开关器件关断时,电感电流的表达式为(0＜t＜dt)：
[0024][0025]
当第二功率开关器件导通，第一功率开关器件关断时，电感电流的表达式为(dt≤t＜t)：
[0026][0027]
根据交错并联的原理，假设与其并联的另外一路错开的比例为α，对于相位交错而言，α≤0.5，与其并联的另外一路电感电流的表达式为：
[0028][0029][0030][0031]
将两路boost的电感电流相加，得到输入侧的电流为一个四段的分段函数。
[0032]
进一步的，对电感电流之和进行分析时，为了衡量纹波的大小，用电流之和对时间的总积分值减去其偏离直流分量对时间的积分值，下面定义δi为二者之差，即为纹波的积分大小；
[0033]
定义纹波积分的大小占直流分量的总积分值之比例为失真率p:
[0034][0035]
应用kkt(karush-kuhn-tucker)条件求取使得p最小的条件，变量如下：
[0036]
min p(α,d,t,i0)
[0037]
其中，另外一路错开的比例为α，d为占空比，t为开关周期，i0为一个开关周期开始时的电感电流。
[0038]
进一步的，步骤三中，扰动观察法优化交错角度，包括：
[0039]
在控制系统中确定初始化参数；
[0040]
进行系统的自检，并开机运行；
[0041]
初次上电运行时，以前两步得出的初始交错角度进行控制，并给系统一个初始值其后每经过n个开关周期对交错角度α进行一个小的扰动；
[0042]
定义初始扰动方向为正，扰动之后在dsp中计算p的表达式值，对dc-dc电源进行pi闭环控制；
[0043]
若p比扰动之前的值减小，则继续向该方向进行扰动；
[0044]
若p比扰动之前的值增大，则更改扰动方向；
[0045]
经过若干个开关周期后，系统达到稳态，其输出电流相对直流的失真率值会在最小值附近以某个步长进行波动，在dsp程序的主循环中持续运行，达到了优化的控制效果。
[0046]
本发明具有如下优点：本发明的最直接有益效果是通过优化的控制算法降低了电流的纹波，降低电流纹波所带来的直接效果是用于滤除纹波的滤波电容和滤波电感的参数可以适当减小，相应的体积和重量也会随之减小，有利于提高整体电源的功率密度，有利于小型化、轻量化设计。
[0047]
本发明提出的优化控制算法克服了传统交错并联方法的问题，传统交错并联方法中对所有工况统一使用1/n个开关周期交错的缺点，在传统控制方法下，有部分工况无法让电流纹波降到最低。本发明使用了多变量退化降维分析法和扰动观察法，这两种算法可以有效降低电流纹波，且控制算法简单，运算速度快，且可以从两路交错并联拓展到多路交错并联，该方法也可以应用于交错并联buck等其余dc-dc电源的控制中。
附图说明
[0048]
为了更清楚地说明本文实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本文的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0049]
图1是本文实施例两路交错并联boost dc-dc拓扑图。
[0050]
图2是本文实施例提供的方法的控制逻辑流程图。
[0051]
图3是两路boost的电感电流及其相加后的函数图像。
具体实施方式
[0052]
下面将结合本文实施例中的附图，对本文实施例中的技术方案进行清楚、完整地
描述，显然，所描述的实施例仅仅是本文一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本文中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本文保护的范围。
[0053]
需要说明的是，本文的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本文的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、装置、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
[0054]
传统的交错并联技术一般对n路交错并联采用交错1/n个开关周期的方式进行控制，总电流的纹波相互交错抵消，来达到减小纹波的目的。该控制方法对dc-dc电源所有的工况均不加区分地采用交错1/n个开关周期的方式输出控制信号，而实际dc-dc电源的运行受占空比、开关频率、负载功率等因素的影响，在工况发生变化时，降低纹波的效果也会发生变化，在某些工况之下采取交错1/n个开关周期的方式并不能将纹波降到最低。
[0055]
为了解决上述问题，本说明书实施例提供一种减小电流纹波的dc-dc电源及其控制方法，如图1所示，该减小电流纹波的dc-dc电源包括输入直流电压源dc、输入滤波电容c1、输出滤波电容c2、第一电感l1、第二电感l2、第一功率开关器件q1、第二功率开关器件q2、第三功率开关器件q3、第四功率开关器件q4；
[0056]
所述第一电感l1、第二电感l2的输入端与输入直流电压源dc1的正极连接，所述第一功率开关器件q1的第一端与第一电感l1的输出端相连，所述第一功率开关器件q1的第二端与输入直流电压源dc1的负极相连，所述第二功率开关器件q2的第一端与第一电感l1的输出端相连，第二功率开关器件q2的第二端与减小电流纹波的dc-dc电源输出端正极相连，所述第三功率开关器件q3的第一端与第二电感l2的输出端相连，所述第三功率开关器件q3的第二端与输入直流电压源dc1的负极相连，所述第四功率开关器件q4的第一端与第二电感l 2的输出端相连，所述第四功率开关器件q4第二端与与减小电流纹波的dc-dc电源输出端正极相连，所述输入滤波电容c1并联在输入直流电压源dc1两端，所述减小电流纹波的dc-dc 电源的输出端正负极之间还并联有输出滤波电容c2。
[0057]
所述减小电流纹波的dc-dc电源的输出端连接有等效电阻r1,所述等效电阻r1用来模拟电源输出端带的纯阻性负载。
[0058]
本实施例中，所述第一功率开关器件q1、第二功率开关器件q2、第三功率开关器件q3、第四功率开关器件q4选用mosfet。
[0059]
本发明将结合图2的控制流程图进行说明一种减小电流纹波的dc-dc电源的控制方法具体步骤：
[0060]
步骤一、进行主电路的参数设计；
[0061]
步骤二、进行初始交错角度的计算和设计；
[0062]
步骤三、扰动观察法优化交错角度。
[0063]
在本说明实施例中，所述进行主电路的参数设计，包括：
[0064]
确定以下参数：根据实际dc-dc电源的设计需求确定输入电压v1，所需的输出电压
v2，等效电阻r1，第一电感l1、第二电感l2的感量，输入滤波电容c1的容值，输出滤波电容 c2的容值；
[0065]
计算出第一功率开关器件q1、第二功率开关器件q2、第三功率开关器件q3、第四功率开关器件q4的电压、电流应力，并进行合理选型。
[0066]
一般情况下第一功率开关器件q1、第二功率开关器件q2、第三功率开关器件q3、第四功率开关器件q4选用同样的型号，且为了尽可能保证两路并联支路的均流，器件参数应该尽可能一致。
[0067]
在本说明实施例中，所述进行初始交错角度的计算和设计包括：
[0068]
在已经完成主电路的参数设计的情况下，对两路交错并联boost的电路模型进行分析，得出两路电感电流之和；
[0069]
对电感电流之和进行分析，求取使得p最小的条件。
[0070]
由基尔霍夫定律可知从源v1输出的电流即为两个电感电流之和，所以让电流纹波最小等价于让两个电感电流之和最小，在对两路交错并联boost的电路模型进行分析时，假设电感的感量足够大，电容的容值足够大，开关元器件均为理想mos管，两路boost的元器件特性和参数值完全一致。先分析其中一路boost电路，假设占空比d大于0.5,i0为一个开关周期开始时的电感电流；
[0071]
当第一功率开关器件q1导通，第二功率开关器件q2关断时，电感电流的变化率为：
[0072][0073]
当第一功率开关器件q1关断，第二功率开关器件q2导通时，电感电流的变化率为：
[0074][0075]
当第一功率开关器件q1导通，第二功率开关器件q2关断时,电感电流的表达式为 (0＜t＜dt)：
[0076][0077]
当第二功率开关器件q2导通，第一功率开关器件q1关断时，电感电流的表达式为 (dt≤t＜t)：
[0078][0079]
根据交错并联的原理，假设与其并联的另外一路错开的比例为α，对于相位交错而言，α≤0.5，与其并联的另外一路电感电流的表达式为：
[0080][0081][0082][0083]
将两路boost的电感电流相加，得到输入侧的电流为如图3所示的四段的分段函数，图3 中，横坐标表示时间,纵坐标表示电流值，上图为两个交错的电感电流，下图为两个电感电流之和。
[0084]
对电感电流之和进行分析时，为了衡量纹波的大小，通常用电流之和对时间的总
积分值减去其偏离直流分量对时间的积分值，下面定义δi为二者之差，即为纹波的积分大小。
[0085]
定义纹波积分的大小占直流分量的总积分值之比例为失真率p:
[0086][0087]
得到了失真率的表达式之后，想要让电流纹波最小，即要求p的最小值，应用kkt (karush-kuhn-tucker)条件求取使得p最小的条件，变量如下：
[0088]
min p(α,d,t,i0)
[0089]
其中，另外一路错开的比例为α，d为占空比，t为开关周期，i0为一个开关周期开始时的电感电流。在实际的工程应用中，为了设计一个dc-dc电源，由于boost电路的电压增益关系为1/(1-d)，占空比d是确定的，而根据控制芯片主频、采样电路和受控电路的带宽，开关频率一般也是确定的，所以开关周期t也是确定的。额定工况下电路工作在稳定状态，所以电流i0也可以确定。确定上述三个参变量后，p是一个仅与α有关的表达式，进行退化降维化简后可以得到一个单变量的表达式。具体的设计案例见7.其他。根据该单变量表达式可以得出使p最小的交错比例α。在实际的工程应用中，常常因为pcb板寄生参数、mosfet非理想化带来的上升沿和下降沿的非理想开关特性、控制芯片的计算时间等导致和理想的计算结果不同，故初始计算完成之后，在第三步中进行优化。
[0090]
在本说明实施例中，所述扰动观察法优化交错角度，扰动观察法是一种尝试型算法，其原理是周期性地对控制量进行扰动，对比扰动之后的结果与前一次的结果，再调整扰动步长的方向。以ti公司的dsp tms320f28335为例进行说明，图2是dsp程序的控制框图。
[0091]
在前两步的参数设计和计算完成后，在控制系统中确定初始化参数，
[0092]
初始化完成后，进行系统的自检，并开机运行；
[0093]
初次上电运行时，以前两步得出的初始交错角度进行控制，并给系统一个初始其后每经过n个开关周期对交错角度α进行一个小的扰动；
[0094]
定义初始扰动方向为正，即将α增加一个较小的步长值，扰动之后在dsp中计算p的表达式值，对dc-dc电源进行常规的pi闭环控制；pi闭环控制的原理在此略去；
[0095]
若p比扰动之前的值减小，则继续向该方向进行扰动；
[0096]
若p比扰动之前的值增大，则更改扰动方向；
[0097]
经过若干个开关周期后，系统达到稳态，其输出电流相对直流的失真率值会在最小值附近以某个步长进行波动，在dsp程序的主循环中持续运行，达到了优化的控制效果。
[0098]
应理解，在本文的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本文实施例的实施过程构成任何限定。本公开所有公式采用的为国际通用单位。
[0099]
本文中应用了具体实施例对本文的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本文的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本文的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本文的限制。