一种碳化硅MOSFET开关过程分析方法

一种碳化硅mosfet开关过程分析方法
技术领域
1.本发明涉及碳化硅mosfet技术领域，具体涉及一种碳化硅mosfet开关过程分析方法。


背景技术：

2.由于碳化硅和硅在材料特性方面的不同，碳化硅mosfet与传统的硅基功率开关器件在开关特性方面存在很大的差异。在过去的几十年，碳化硅器件的制备技术取得了重大的突破，碳化硅mosfet和碳化硅二极管已经实现了商业化。精确的碳化硅mosfet模型对于器件性能评估、系统设计和功率转换器行为预测进而缩短碳化硅mosfet应用开发的周期必不可少，建立碳化硅mosfet的模型成为了学术界关注的热点。
3.建立碳化硅mosfet模型的根本目的是建立mosfet漏源极电压和漏极电流以及系统相关参数之间的函数关系，进而实现对碳化硅mosfet漏源极电压和漏极电流在开关过程中变化趋势的预测。为了建立碳化硅mosfet的开关行为模型，首先需要获得实际系统中各个参数之间的关系。同时在建立模型时需要考虑模型精确度和计算复杂度，往往模型越简单其运算速度也越快，但这类模型无法精确地再现开关过程中各个参量之间的物理关系，而对于复杂度更高的模型，其仿真结果更接近实验的结果，但是复杂模型的仿真时间也越长。因此在建模之前需要设计者在精确度需求和计算速度需求之间做折中的选择。
4.根据建立碳化硅mosfet模型所使用的方法，可以将现有的mosfet模型分为五个不同的类型：数值模型、半数值模型、物理模型、半物理模型和行为模型。
5.1)数值模型：利用silvaco、sentaurus tcad和medici等数学仿真工具基于二维数值模拟得到器件的数值模型。数值模型能够提供非常精确的结果，但是这类模型很复杂且计算量很大，并且需要使用人员提供详细的材料属性资料和器件的几何信息，这对非相关专业的使用者来说是一个巨大的障碍。
6.2)物理模型：物理模型是基于半导体物理学，通过求解简化的物理学等式来描述器件在工作过程中的电气行为和热行为。
7.3)半数值模型：半数值模型介于物理模型和数值模型之间。例如，对于一些功率器件，尤其是双极性功率器件，器件不同区域的载流子分布状况由双极性扩散方程决定。双极性扩散方程的解是利用傅里叶级数和拉普拉斯变换等数学方法获得，进而通过模型计算得到空间的载体分布。
8.4)行为模型：行为模型不需要考虑器件内部的物理关系，并且行为模型通常使用的是数学拟合方法来实现。行为模型的相关的参数一般没有直接的物理意义。而行为模型具有简单并且耗时较少的优点，相对于其他模型，行为模型的精确度不够高。
9.5)半物理模型：半物理模型部分基于物理模型。半物理模型通常使用spice和saber等电路仿真工具进行建模，由于在spice和saber等工具中存在可以使用的mosfet模型，但是这些模型并不能够完全达到使用者的要求，因此使用者可以在此基础上添加所需的元件。该类模型综合了行为模型和物理模型的优点，但是该类模型需要借助一定的电路
仿真工具。在实际的应用中，使用者通常基于不同的建模目的使用行为模型，半物理模型和物理模型三种建模方法。
10.现有技术中有人提出了一种行为模型用于模拟碳化硅mosfet在开关过程中的动态特性，该模型由一个漏源极电阻和三个恒定值的极间电容构成。其中，随着栅源极电压的增大，漏源极电阻的阻值从无穷大减小到一个很小的定值。同时，该模型中考虑了系统中的寄生电感对开关过程的影响，但是该模型没有考虑系统极间电容的非线性特性。


技术实现要素：

11.为解决现有技术中存在的问题，本发明提供了一种碳化硅mosfet开关过程分析方法，解决了上述背景技术中提到的问题。
12.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种碳化硅mosfet开关过程分析方法，所述方法利用双脉冲测试电路来进行分析，分析mosfet开关过程中的漏极电流、漏源极电压和栅源极电压的变化趋势以及它们之间相互的关系，具体步骤包括碳化硅mosfet开通过程、碳化硅mosfet关断过程、非线性电容建模步骤和线性连续的空间状态方程离散化。
13.优选的，所述的碳化硅mosfet开通过程包括开通延时阶段、漏极电流上升阶段、漏源极电压下降阶段和栅源极电压上升阶段。
14.优选的，所述的碳化硅mosfet关断过程包括关断延迟阶段、漏源极电压上升阶段、漏极电流下降阶段和栅源极电压下降阶段。
15.优选的，所述的非线性电容建模步骤具体是根据碳化硅mosfet c3m0120090d的寄生电容值和碳化硅肖特基二极管cvfd20065a上的数据利用曲线拟合的方法提取非线性电容值，拟合函数表示为：
[0016][0017]
其中，c
lv
和c
hv
为在电压最小和最大时电容的值。
[0018]
优选的，所述的碳化硅mosfet开通过程中开通延时阶段具体是：在开通延时阶段，续流二极管处于正向导通状态，续流二极管的结电容被短路，由于肖特基二极管的导通压降非常小，设定续流二极管导通时两端的压降几乎为零，因此，v
ds
＝v
dd
保持不变，同时，由于在该阶段v
gs
的值小于v
th
，mosfet沟道处于关断状态，当栅源极电压v
gs
大于v
th
时，mosfet的逐渐开通，开通延迟阶段结束；
[0019]
所述的漏极电流上升阶段为：该阶段mosfet沟道逐渐导通，其中沟道电流i
ch
与v
gs
的关系如下：
[0020][0021]
其中，p＝(g
m2-g
m1
)(v
th1-v
th
)，mosfet的漏极和源极均存在寄生电感，在电流上升阶段会使得漏源极电压发生变化，当负载电流i
dd
全部从续流二极管转移到mosfet之后，电流上升阶段结束；
[0022]
所述的漏源极电压下降阶段为：当负载中的电流i
dd
全部从续流二极管中转移到
mosfet以后，续流二极管处于关断状态，二极管的寄生电容c
sk
开始充电。同时，mosfet漏源极电压v
ds
开始下降，直到mosfet完全开通，关系式表达如下：
[0023][0024][0025]
漏源极电压vds下降到vf之后，电压下降阶段结束，此时mosfet已经完全开通；
[0026]
所述的栅源极电压上升阶段为：在该阶段mosfet完全导通，同时由于mosfet回路中有寄生的电容和电感，因此漏极电流id和v
ds
会在电容和电感之间相互作用下在稳定值附近振荡，直到这些储能元件中的能量逐步在电阻中消耗完，电路会达到新的稳定状态，在栅源极电压上升阶段，栅源极电压持续上升直到v
gs
＝v
in
。
[0027]
优选的，所述的碳化硅mosfet关断过程中的关断延迟阶段具体为：在关断延迟阶段漏极电流和漏源极电压均维持不变，在关断延迟阶段中输入电压值为零，当栅源极电容c
gs
放电直到v
gs
＝v
mil
之后，关断延迟阶段结束，mosfet关断过程进入漏源极电压上升阶段；
[0028]
所述的漏源极电压上升阶段为：在漏源极电压上升阶段门极回路和功率回路中各个电路状态变量之间的关系与开通过程中的漏源电压下降阶段一致，在此阶段c
sk
处于持续放电状态，而c
ds
处于持续充电状态，在漏源极电压上升到v
dd
之后，漏源极电压上升阶段结束，在漏极电流下降阶段和栅源极电压下降阶段，由于寄生参数的的影响漏源极电压会在v
dd
附近振荡，直到电路达到稳定状态；
[0029]
所述的漏极电流下降阶段为：此阶段续流二极管逐渐打开，c
sk
处于短路状态，负载电流开始从mosfet转移到续流二极管中，当栅源极电压v
gs
小于v
th
，漏极电流下降阶段结束。在该阶段负载电流i
dd
全部转移到了续流二极管中；
[0030]
所述的栅源极电压下降阶段为：当v
gs
《v
th
时，mosfet的关断过程进入v
gs
下降阶段，此时尽管mosfet沟道电流为0，但是由于电路中寄生电容和寄生电感的影响，mosfet漏极电流id不为0，id表示为：
[0031]
优选的，所述的线性连续的空间状态方程离散化中离散化方法采用的是近似法，利用状态变量的差商代替微商。
[0032]
本发明的有益效果是：本发明方法利用spice构建碳化硅mosfet的电路模型并且使用3d结构仿真工具提取模型中关键的寄生参数，同时，该模型考虑了直流母线支撑电容对系统emi的影响，并且在模型中加入了直流母线支撑电容的等效电路。通过不同的参数得到不同的mosfet开关过程中电流和电压曲线，再通过3d结构仿真工具分析在不同门极开启电压、漏源极电压、非线性电容、mosfet体二极管以及门极电阻对系统emi的影响。由于碳化硅器件的使用有效地减少了三相逆变器开关过程中的能量损耗，同时也带来了系统的电磁干扰问题，分析了碳化硅mosfet的开关特性及其影响因素。
附图说明
[0033]
图1为本发明非理想状态下双脉冲测试原理图；
[0034]
图2(a)为碳化硅mosfet开通延时阶段的等效电路示意图；图2(b)为开通过程mosfet漏极电流上升阶段的等效电路示意图；图2(c)为开通过程mosfet漏极电流下降阶段的等效电路示意图；图2(d)为开通过程mosfet栅源极电压上升阶段的等效电路示意图；
[0035]
图3(a)为mosfet关断延迟阶段的等效电路示意图；图3(b)为关断过程mosfet漏源极电压上升阶段的等效电路示意图；图3(c)为关断过程mosfet漏极电流下降阶段的等效电路示意图；图3(d)为关断过程mosfet栅源极电压下降阶段的等效电路示意图；
[0036]
图4为可变电容拟合结果示意图；
[0037]
图5为碳化硅mosfet开通过程行为模型程序流程图。
具体实施方式
[0038]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0039]
请参阅图1-5，本发明提供一种技术方案：一种碳化硅mosfet开关过程分析方法，所述方法利用双脉冲测试电路来进行分析，分析mosfet开关过程中的漏极电流、漏源极电压和栅源极电压的变化趋势以及它们之间相互的关系，具体步骤包括碳化硅mosfet开通过程、碳化硅mosfet关断过程、非线性电容建模步骤和线性连续的空间状态方程离散化。
[0040]
进一步的，所述的碳化硅mosfet开通过程包括开通延时阶段、漏极电流上升阶段、漏源极电压下降阶段和栅源极电压上升阶段。
[0041]
进一步的，所述的碳化硅mosfet关断过程包括关断延迟阶段、漏源极电压上升阶段、漏极电流下降阶段和栅源极电压下降阶段。
[0042]
图1为非理想状态下的双脉冲测试电路原理图，该电路充分考虑了双脉冲测试电路中寄生参数的影响。与理想状态下的双脉冲测试电路相比，非理想状态测试电路中加入了寄生电感ld、ls、lg和寄生电阻rd。ld表示mosfet漏极寄生电感，rd表示双脉冲测试回路中的寄生电阻，ls表示mosfet源极寄生电感，lg表示mosfet栅极寄生电感。同时，非理想状态下的mosfet双脉冲测试电路也考虑了肖特基二极管的结电容c
sk
。
[0043]
由于寄生参数的影响，在mosfet开通过程电流上升阶段，实际的漏源极电压v
ds
小于v
dd
；而在mosfet关断过程中的电流下降阶段，实际的漏源极电压v
ds
会形成一个欠阻尼振荡过程。另一方面，由于mosfet的漏源极寄生电容两端的电压变化，使得实验测得的漏极电流与实际通过mosfet沟道的电流具有较大的差异，在开通过程中漏极电流比沟道电流小，而在关断过程中沟道电流比漏极电流大。
[0044]
开通延时阶段
[0045]
碳化硅mosfet开通延时阶段的等效电路如图2(a)所示，该图中zg为门极回路中的门极电阻rg和门极寄生电感lg的和。在该阶段门极回路电流ig为c
gs
和c
gd
充电直到v
gs
＝v
th
，在开通延时阶段，续流二极管处于正向导通状态，续流二极管的结电容被短路，由于肖特基二极管的导通压降非常小，本文假定续流二极管导通时两端的压降几乎为零。因此，v
ds
＝v
dd
保持不变，同时，由于在该阶段v
gs
的值小于v
th
，mosfet沟道处于关断状态，因此沟道电流i
ch
＝0。在本章第一节中理想状态下认为id＝i
ch
。实际上，漏极电流为回路中流过mosfet的
沟道电流与寄生电容c
gd
和c
ds
充放电电流的总和，由于在此期间没有c
ds
和c
sk
的充放电且c
gd
两端的电压变化不大，因此漏极电流id＝0。在非理想的双脉冲测试回路中mosfet源极与母线之间存在电感ls，并且mosfet的栅极回路存在电感lg，考虑ls和lg对门极回路的影响，可以得到式(2-18)～(2-20)所示的表达式：
[0046][0047][0048]vgs
＝v
gd
v
ds
ꢀꢀꢀ
(2-20)
[0049]
由于，在该阶段v
ds
和id的值保持恒定，所以由式(2-18)～(2-20)可以化简为：
[0050][0051][0052]
因此由式(2-21)和式(2-22)可以得到如式(2-23)所示的以v
gs
和ig为状态变量的开通延迟阶段状态方程m1：
[0053][0054]
本模型考虑了mosfet栅极电感的影响，上式中l
sg
为源极电感和栅极电感的和：
[0055]
l
sg
＝ls lgꢀꢀꢀ
(2-24)
[0056]
当栅源极电压v
gs
大于v
th
时，mosfet的逐渐开通，开通延迟阶段结束。
[0057]
漏极电流上升阶段
[0058]
mosfet漏极电流上升阶段的等效电路如图2(b)所示。该阶段mosfet沟道逐渐导通，其中沟道电流i
ch
与v
gs
的关系如下：
[0059][0060]
其中：
[0061]
p＝(g
m2-g
m1
)(v
th1-v
th
)
ꢀꢀꢀ
(2-26)
[0062]
在公式(2-25)和(2-26)中，g
m1
和g
m2
为mosfet在不同栅源极电压下的跨导，非理想双脉冲测试回路中mosfet的漏极和源极均存在寄生电感，在电流上升阶段会使得漏源极电压发生变化。因此，可以得到如下所示的关系表达式：
[0063]
[0064][0065]
由式(2-18)～(2-20)及式(2-25)～(2-28)，可以得到在v
gs
《v
th1
阶段，以v
gs
、v
ds
、v
sk
、ig和id为状态变量的电流上升阶段状态方程m21如式(2-29)所示：
[0066][0067]
在公式(2-29)中c
iss
和c
oss
为mosfet的输入电容和输出电容，可以表示如下：
[0068]ciss
＝c
gs
c
gd
ꢀꢀꢀ
(2-30)
[0069]coss
＝c
gd
c
gs
ꢀꢀꢀ
(2-31)
[0070]
上式中，l
sd
为源极电感和漏极电感的和：
[0071]
l
sd
＝ls ldꢀꢀꢀ
(2-32)
[0072]
为了方便计算以及排版，公式(2-29)中的a和b表达式如式(2-33)和式(2-34)所示：
[0073][0074][0075]
同时，由式(2-18)～(2-20)及式(2-25)～(2-28)，可以得到在v
gs
大于v
th1
时，以v
gs
、v
ds
、v
sk
、ig和id为状态变量的电流上升阶段状态方程m22如(2-35)所示：
[0076][0077]
当负载电流i
dd
全部从续流二极管转移到mosfet之后，电流上升阶段结束，漏源极电压开始下降。
[0078]
漏源极电压下降阶段
[0079]
mosfet漏极电流下降阶段的等效电路如图2(c)所示。当负载中的电流i
dd
全部从续流二极管中转移到mosfet以后，续流二极管处于关断状态，二极管的寄生电容c
sk
开始充电。同时，mosfet漏源极电压v
ds
开始下降，直到mosfet完全开通。因此，可得到如下的关系表达式：
[0080][0081][0082]
其中，v
sk
为肖特基二极管结电容c
sk
两端的电压。联立式(2-18)～(2-20)、(2-27)、(2-36)及(2-37)，可以得到在v
gs
小于v
th1
时，漏源极电压下降阶段的状态方程m31如式(2-38)所示：
[0083][0084]
当v
gs
大于v
th1
时，漏源极电压下降阶段的状态方程m32如(2-39)所示：
[0085][0086]
漏源极电压vds下降到vf之后，电压下降阶段结束，此时mosfet已经完全开通。
[0087]
栅源极电压上升阶段
[0088]
mosfet栅源极电压上升阶段的等效电路如图2(d)所示。在该阶段mosfet完全导通。同时由于mosfet回路中有寄生的电容和电感，因此漏极电流id和v
ds
会在电容和电感之间相互作用下在稳定值附近振荡，直到这些储能元件中的能量逐步在电阻中消耗完，电路会达到新的稳定状态。在该阶段，id可表示为：
[0089][0090]
联立式(2-18)～(2-20)、(2-36)、(2-37)以及式(2-40)可得到栅源电压上升阶段的状态方程m4如式(2-41)所示：
[0091][0092]
在栅源极电压上升阶段，栅源极电压持续上升直到v
gs
＝v
in
。本节分析了mosfet在非理想状态下开通过程四个阶段各个变量之间的关系，并且得到了各个阶段的状态方程。
[0093]
非理想双脉冲测试电路中碳化硅mosfet关断过程也可分为四个阶段，分别为：关断延迟阶段、漏源极电压上升阶段、漏极电流下降阶段和栅源极电压下降阶段。其中，漏源极电压上升和漏极电流下降两个阶段的发生顺序与开通过程中这两个阶段的发生顺序相反。
[0094]
关断延迟阶段
[0095]
mosfet关断延迟阶段的等效电路如图3(a)所示。关断延迟阶段与开通延迟阶段电路方程一致，在关断延迟阶段漏极电流和漏源极电压均维持不变。唯一不同的是在关断延迟阶段中输入电压值为零。因此，由式(2-21)～(2-22)可得到关断延迟阶段的状态方程如式(2-23)所示。
[0096]
当栅源极电容c
gs
放电直到v
gs
＝v
mil
之后，关断延迟阶段结束，mosfet关断过程进入漏源极电压上升阶段。
[0097]
漏源极电压上升阶段
[0098]
mosfet漏源极电压上升阶段的等效电路如图3(b)所示。在漏源极电压上升阶段门极回路和功率回路中各个电路状态变量之间的关系与开通过程中的漏源电压下降阶段一致，在此阶段c
sk
处于持续放电状态，而c
ds
处于持续充电状态。联立式(2-18)～(2-20)、(2-27)、(2-36)及(2-37)，可以得到漏源极电压下降阶段的状态方程如式(2-38)和(2-39)所示。
[0099]
在漏源极电压上升到v
dd
之后，漏源极电压上升阶段结束，在漏极电流下降阶段和栅源极电压下降阶段，由于寄生参数的的影响漏源极电压会在v
dd
附近振荡，直到电路达到稳定状态。
[0100]
漏极电流下降阶段
[0101]
mosfet漏极电流下降阶段的等效电路如图3(c)中所示。关断过程的漏极电流下降阶段与开通过程的漏极电流上升阶段的电路状态一致，此阶段续流二极管逐渐打开，c
sk
处于短路状态。负载电流开始从mosfet转移到续流二极管中。联立式(2-18)～(2-20)及式(2-24)～(2-27)，可以得到电流下降阶段的状态方程如式(2-29)和(2-35)所示。
[0102]
当栅源极电压v
gs
小于v
th
，漏极电流下降阶段结束。在该阶段负载电流i
dd
全部转移到了续流二极管中。
[0103]
栅源极电压下降阶段
[0104]
mosfet栅源极电压下降阶段的等效电路如图2-8(d)所示。当v
gs
《v
th
时，mosfet的关断过程进入v
gs
下降阶段，此时尽管mosfet沟道电流为0，但是由于电路中寄生电容和寄生电感的影响，mosfet漏极电流id不为0。此时，id可以表示如公式(2-42)所示：
[0105][0106]
联立式(2-18)～(2-20)、式(2-28)以及式(2-42)可得到栅源电压下降阶段的状态方程m5如式(2-43)所示。
[0107]
通过以上的推导，得到了碳化硅mosfet在开关过程中各个阶段的状态方程，在后续的碳化硅mosfet行为模型中将要使用这些状态方程来计算mosfet开关过程相关状态变量的取值
[27]
。
[0108][0109]
非线性电容建模
[0110]
基于理想双脉冲测试回路的碳化硅mosfet开关过程没有考虑mosfet非线性寄生电容的影响，这些寄生电容值会随着电容两端的电压变化而变化。如图2-9所示，厂商给出的datasheet中碳化硅mosfet c3m0120090d的寄生电容值和碳化硅肖特基二极管cvfd20065a的结电容值会随着电容两端电压的增加而减小。如果不考虑这些电容值的非线性变化特性，mosfet的开关行为模型将无法正确地反映实际的情况，非线性电容的建模对开关行为模型的实现具有十分重要的意义。
[0111]
本文将根据厂商器件datasheet上的数据利用曲线拟合的方法提取非线性电容值。具体的拟合函数如下所示
[20]
：
[0112][0113]
其中，c
lv
和c
hv
为在电压最小和最大时电容的值，以c3m0120090d的c
iss
曲线为例，c
lv
为漏源电压为0时的c
iss
电容值，c
hv
为漏源电压为900v时的c
iss
电容值。根据厂商的datasheet可以得到c
lv
和c
hv
的值。图4所示为c
iss
、c
oss
、c
rss
和c
sk
的拟合结果。
[0114]
上文中得到的状态方程均为线性连续状态方程，为了在matlab程序中实现该行为模型，需要将线性连续的空间状态方程离散化。将连续的空间状态方程离散化有精确法和近似法两种常用的方法，近似法在采样周期小的情况下用得更多，在本课题中mosfet行为模型中的采样周期为10-12
s,因此在本模型中采用近似方法实现状态方程的离散化。近似法离散化的本质是利用状态变量的差商代替微商，以开通延时阶段的ig为例：
[0115][0116]
其中，ts为采样周期，当采样周期ts较小时，有：
[0117][0118]
将kts代替式(2-23)中的时间变量t，可以得到如式(2-48)所示的方程：
[0119][0120]
则利用近似离散化的方法可以得到离散化的状态方程：
[0121][0122]
图5中的流程图为碳化硅mosfet开通过程行为模型程序流程图。该行为模型使用matlab中的ode45微分方程求解器求解，根据式(2-23)、(2-29)、(2-35)、(2-38)、(2-39)和(2-41)所示方程组m1、m21、m22、m31、m32和m4的近似离散化状态方程，逐次迭代求解得到各个状态变量的值。
[0123]
开通过程程序流程按照开通延迟、漏极电流上升、漏源极电压下降和栅源电压上升四个阶段依次执行。开通延迟阶段进入漏极电流上升阶段的判决条件为图5中提到的条件1：v
gs
》v
th
。漏极电流上升阶段进入漏源极电压下降阶段的判决条件为图中提到的条件2：id》i
dd
，漏源极电压下降阶段进入栅源极电压上升阶段的判决条件为图中提到的条件3：v
ds
《vf，在漏极电流上升阶段和漏源极电压下降阶段均需要比较v
gs
与v
th1
的大小，其中，图中提到的条件4为：v
gs
》＝v
th1
。程序结束的判决条件为图中提到的条件5：v
gs
》＝v
in
。
[0124]
关断过程的程序流程与开通过程一致，关断过程程序流程按照关断延迟，漏源极电压上升，漏极电流下降和栅极电压下降四个阶段依次执行。关断延迟阶段进入漏源极电压上升阶段的判决条件为v
gs
《v
mil
，漏源极电压上升阶段进入漏极电流下降阶段的判决条件为c
sk
两端电压v
sk
《0，漏极电流下降阶段进入栅源极电压下降阶段的的判决条为v
gs
《v
th
，在漏源极电压上升阶段和漏极电流下降阶段均需要比较v
gs
与v
th1
的大小，程序结束的判决条件为v
gs
《＝v
in
。
[0125]
在每一阶段判决条件不满足时保存当前时刻值，并且利用当前时刻的值和该阶段离散状态方程计算下一时刻的值。如果判决条件满足时，保存当前时刻的值，并且将当前时刻的值作为下一阶段的输入。同时在每一步的计算之前需要根据上一时刻的求解结果在式(2-45)的基础上计算出当前时刻非线性电容的值。
[0126]
本发明方法利用spice构建碳化硅mosfet的电路模型并且使用3d结构仿真工具提取模型中关键的寄生参数，同时，该模型考虑了直流母线支撑电容对系统emi的影响，并且在模型中加入了直流母线支撑电容的等效电路。通过不同的参数得到不同的mosfet开关过程中电流和电压曲线，再通过3d结构仿真工具分析在不同门极开启电压、漏源极电压、非线性电容、mosfet体二极管以及门极电阻对系统emi的影响。由于碳化硅器件的使用有效地减少了三相逆变器开关过程中的能量损耗，同时也带来了系统的电磁干扰问题。
[0127]
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，
其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。