用于电声换能器的非福斯特宽带匹配控制方法及控制装置与流程

1.本发明涉及水声通信技术领域，特别是一种用于大功率电声换能器的非福斯特宽带匹配控制方法及控制装置。


背景技术：

2.电声换能器是一种广泛应用于水下无线通信技术领域可以远距离传输信息的大功率能量转换设备，其在水下通信、海底探测等工作中起到关键性作用。超磁致伸缩换能器常常和功率放大器共同组成电声换能系统。电声换能器主要由电磁储能元件和机械振动系统组成：储能元件负责在某种物理效应下完成电机转换，机械振动系统负责输出转换后的能量，即声能。大部分的电声换能器机械支路上的电抗较小，静态电抗主导系统的无功响应。为了提高大功率电声换能器的能量转换效率及工作带宽，需要增设一个阻抗匹配网络以抵消换能器静态电抗带来的无功损耗，拓展系统共振带宽。
3.传统的阻抗匹配网络受制于增益带宽理论，只能在单一频率下抵消静态电抗，且依赖于匹配元件的参数设定准确度，匹配精度较低。非福斯特有源电路(non-foster circuit)能够合成负阻抗，突破增益带宽理论的限制，克服无源性的假设局限，实现大功率电声换能器的宽带匹配。但目前常用的非福斯特电路由于其所使用的晶体管和运放的输出能力有限，只适用于微小功率负载的宽带匹配，无法适应类似于电声换能器的大功率设备。同时，由于电声换能器工况的变化、环境的扰动以及换能器本身存在的非线性现象，想要提供高精度、响应快速的宽带匹配系统需要一个良好的自适应控制系统及控制方法和策略。因此，提供一个能适应大功率负载的高精度宽带匹配系统对提高电声换能器能量转换效率及输出品质至关重要。


技术实现要素：

4.本发明要解决的问题是针对现有电声换能器能量传输效率低及工作带宽窄的问题，提供一种利用开关型非福斯特系统的用于电声换能器的非福斯特宽带匹配控制方法及控制装置。
5.为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种非福斯特宽带匹配控制方法，所述电声换能器输入阻抗为感性，电声换能器驱动信号由功率放大器提供；
6.所述开关型非福斯特系统包括连接于所述电声换能器驱动端的单相全桥逆变器、第一电容、第一电感；所述单相全桥逆变器的两个开关管具有第一公共连接端，另外两个开关管具有第二公共连接端；所述单相全桥逆变器的两个输入端分别与直流供电模块的两个输出端对应电连接；所述第一公共连接端与第一电感一端电连接，第二公共连接端、第一电容一端、电声换能器一个驱动端相互电连接；
7.所述第一电感另一端、第一电容另一端、功率放大器一个输出端相互电连接于第一电连接点，所述功率放大器另一个输出端、电声换能器另一个驱动端相互电连接；
8.所述非福斯特宽带匹配控制方法包括：构建闭环控制系统，其中输出电流参考值iac_ref
(s)为
[0009][0010]
其中，s表示s域函数的变量；v
non
(s)为第一电容另一端电压与第一电容一端电压之间的差值；输出电流参考值i
ac_ref
(s)经过比例控制器后得到参考电流前馈值i
ac_f
(s)，输出电流参考值i
ac_f
(s)减去功率放大器输出电流i
ac
(s)后的相减结果经过pr控制器后得到的结果与参考电流前馈值i
ac_f
(s)相加，相加的结果作为信号波输出到pwm调制模块，pwm 调制模块的输出端与单相全桥逆变器开关管的控制端电连接；
[0011]
(u1)所述电声换能器具有第一集中参数模型，所述第一集中参数模型由相互串联在电声换能器的两个驱动端之间的第一静态等效电阻、第一等效电感模型与第一振动系统等效电路结构构成，所述第一等效电感模型是由非线性电感模型和非线性电阻模型相互串联构成的涡流阻抗模型；非线性电感模型的电感值为l
em
(ω)，非线性电阻模型的电阻值为r
em
(ω)，l
em
(s)为 l
em
(ω)在s域的表达式，角频率ω的表达式为ω＝2πfs，fs为所述功率放大器输出电压信号的频率；或者
[0012]
(u2)所述电声换能器具有第二集中参数模型，所述第二集中参数模型由相互串联在电声换能器的两个驱动端之间的第二静态等效电阻、第二等效电感模型与第二振动系统等效电路结构构成，所述第二等效电感模型恒定电感值lem的静态电感模型，l
em
(s)为lem在s域的表达式。
[0013]
本发明的控制方法可以对换能器的非线性阻抗(即电感模型中的非线性电感部分)进行追踪，提供更准确的负电抗数值，由于可以避免仅在单一频率下抵消等效电抗，从而适用电声换能器的宽带匹配。本发明中，通过将目标匹配的值与实测得到的值相减，从而计算得到调制度反馈量，从而可以实现闭环控制，使得控制精度更高。本发明中，在其中一种情况中，第一等效电感模型是由非线性电感模型和非线性电阻模型相互串联构成的涡流阻抗模型，使得在静态电感的模型中考虑涡流因素的影响，使得模型更为准确。
[0014]
上述技术方案中，pr控制器在s域的传递函数的表达式为：
[0015][0016]
其中，k
p1
为pr控制器的比例系数，kr为积分系数，c为截止频率，谐振角频率ω0＝2πfs。
[0017]
上述技术方案中，所述非线性电感模型的电感值l
em
(ω)、非线性电阻模型的电阻值r
em
(ω) 的表达式为：
[0018][0019]
其中，θ(ω)为第一相角值，l
ex
为比例系数，p为第一系数，q为第二系数，0＜p＜1，0＜q＜1。
[0020]
上述技术方案中，通过在所述电声换能器驱动端施加激励信号，获取所述电声换
能器的电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线，根据电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线拟合得到所述电声换能器的第一集中参数模型。
[0021]
本发明中，由于第一集中参数模型是根据实际的电声换能器的电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线得到，使得所建立的模型与实际换能器性能相符，从而也使得开关型非福斯特系统产生负阻抗的效果更好，从而更好地抵消换能器等效电抗。
[0022]
上述技术方案中：所述电声换能器的第一集中参数模型通过如下步骤(m1)和步骤(m2) 得到：
[0023]
(m1)根据所述电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线拟合得到电声换能器的第二集中参数模型，所述电声换能器的第二集中参数模型由相互串联在电声换能器的两个驱动端之间的第二静态等效电阻、静态等效电感、第二振动系统等效电路结构构成；所述第一振动系统等效电路结构、第二振动系统等效电路结构具有相同结构；所述第一振动系统等效电路结构由相互并联的第一振动系统等效电阻、第一振动系统等效电感、第一振动系统等效电容组成；所述第二振动系统等效电路结构由相互并联的第二振动系统等效电阻、第二振动系统等效电感、第二振动系统等效电容组成；将所述第二振动系统等效电阻的阻值、第二振动系统等效电感的电感值、第二振动系统等效电容的电容值、第二静态等效电阻的阻值分别作为所述第一振动系统等效电阻的阻值、第一振动系统等效电感的电感值、第一振动系统等效电容的电容值、第一静态等效电阻的阻值；
[0024]
(m2)对第一系数p、第二系数q、比例系数l
ex
进行拟合：
[0025]
构建虚拟三维坐标系oxyz，虚拟三维坐标系的x轴、y轴、z轴分别代表第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值；在oxyz坐标系中，以第一坐标点为起始点搜索第一坐标点周围的坐标点，以距离第一坐标点较近的坐标点到距离第一坐标点较远的坐标点为搜索顺序，直到搜索到的坐标点对应的第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值与步骤(m1)得到的第一振动系统等效电阻的阻值、第一振动系统等效电感的电感值、第一振动系统等效电容的电容值、第一静态等效电阻的阻值构成的模型所对应的导纳曲线/阻抗曲线相对于电声换能器的电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线的拟合误差不大于拟合误差设定值，将搜索到的坐标点对应的第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值分别对应作为第一系数p的值、第二系数q的值、比例系数l
ex
的值，从而得到所述电声换能器的第一集中参数模型；
[0026]
其中，所述第一坐标点是由p(0)、q(0)、lem构成的坐标点；p(0)＝1，q(0)＝0，lem是所述静态等效电感(56’)的电感值。
[0027]
申请人在研究时发现，如果从p＝任意值、q＝任意值、l
ex
＝任意值开始拟合，则拟合速度很慢，收敛时间很长。由于p(0)＝1、q(0)＝0、lem这组参数与步骤(m1)的结果组成的模型 (即第二集中参数模型)至少能与电声换能器(10)的电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线在谐振点处的导纳/阻抗数值相符。即可以认为p、q、l
ex
的真实值所对应的坐标点与p(0)＝1、q(0)＝0、 lem构成的第一坐标点是相对较为接近的。实际中，如果从这个第一坐标点开始搜索，且以距离第一坐标点较近的坐标点到距离第一坐标点较远的坐标点为搜索顺序，则使得搜索效率可以大大提高，相比于任取p、q、l
ex
的值开始拟合，搜索时间可以大大减少。
[0028]
上述技术方案中，所述第一振动系统等效电路结构由相互并联的第一振动系统等
效电阻、第一振动系统等效电感、第一振动系统等效电容组成；
[0029]
所述第一振动系统等效电阻的电阻值、第一振动系统等效电感的电感值、第一振动系统等效电容的电容值根据所述电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线辨识得到。
[0030]
上述技术方案中，第一电感的电感值ls、第一电容的电容值cs满足下式：
[0031][0032][0033]
其中，ls、cs分别为第一电感的电感值、第一电容的电容值；fn为第一电感、第一电容构成的lc滤波器的谐振频率；f
p
为所述单相全桥逆变器的开关管的开关频率；δi
ac_max
为所述功率放大器额定输出电流有效值的30％。
[0034]
上述技术方案中，所述直流供电模块并联连接有第二电容。
[0035]
本发明还提供一种利用开关型非福斯特系统的用于电声换能器的非福斯特宽带匹配控制装置，其特征在于，包括处理器，所述处理器被配置为用于执行上述非福斯特宽带匹配控制方法的步骤。
[0036]
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
[0037]
1、本发明使用非福斯特宽带匹配控制装置实现对大功率电声发射设备的阻抗宽带匹配，突破了目前匹配技术由于增益-带宽理论的限制无法实现宽带匹配的问题；该装置相较于常用的基于运算放大器的非福斯特装置功率能力可以提高1000倍以上，提升了非福斯特电路匹配网络的功率适用量级，填补了相关技术的空白；
[0038]
2、通过构建电声换能器大功率条件下的非线性等效电路模型，本发明所述装置及系统可以更加精准地对换能器的非线性阻抗进行追踪，提供更准确的负电抗数值，从而实现大功率电声换能器的宽带匹配；
[0039]
3、本发明所述的非福斯特宽带匹配控制装置及其控制系统能够针对换能器工况的变化、外界扰动及换能器本身工作过程中存在的非线性进行自适应无差调节控制，实现宽频带自动阻抗匹配，提高了电声发射设备的输出效率。
[0040]
4.本发明控制系统使用比例谐振(pr)控制器完成反馈控制调节，系统稳态误差小，控制精度高；同时，使用前馈控制的方法，提高了控制系统可靠性和动态响应速度。
附图说明
[0041]
图1为现有技术中输入阻抗为感性的电声换能器的集中参数模型及其简化图；
[0042]
图2是本发明实施例的非福斯特宽带匹配控制装置与功率放大器、电声换能器的电路连接示意图；
[0043]
图3是图2的原理分析示意图；
[0044]
图4是本发明实施例的非福斯特宽带匹配装置与功率放大器、电声换能器的整体结构框图；
[0045]
图5是本发明实施例的控制系统的结构框图；
[0046]
图6是本发明实施例的所述非福斯特宽带匹配控制装置的控制效果示意图；
[0047]
图7是本发明进行阻抗匹配后非福斯特宽带匹配控制装置输出电压、功率放大器输出电流、匹配稳态误差、非福斯特宽带匹配控制装置端口特性图；
[0048]
图8是本发明在功率放大器线性变频情况下非福斯特宽带匹配控制装置输出电压、功率放大器输出电流、匹配稳态误差、非福斯特宽带匹配控制装置端口特性波形示意图。
具体实施方式
[0049]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图通过特定的实施例说明本发明的实施方式，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0050]
实施例1
[0051]
现有的阻抗匹配网络一般仅能在单点频率上完成匹配，因此无法实现负载的宽带匹配，而本技术使用非福斯特网络完成对负载的宽带匹配。目前已有的非福斯特网络由运放等输出能力有限的元件组成，只能实现对微小天线等毫瓦级小功率的负载的阻抗匹配。本技术中，提出的开关型非线性非福斯特系统输出能力较强，可以完成对换能器等功率为100w以上的大功率声源的阻抗匹配，且可以跟踪功率放大器20输出信号频率，从而在整个输出信号频率范围内，实现对电声换能器静态阻抗的匹配，拓展电声换能器带宽。
[0052]
当电声换能器输入阻抗为感性时，一般采用的电声换能器集中参数模型及其简化图如图1 所示。
[0053]
未添加匹配网络时，换能器的等效电感会分担功率放大器20提供的功率，导致换能器在多个频率下输出功率较低。本发明方案是在维持功率放大器20输出电压不变的情况下，使用非福斯特匹配网络在较宽频率范围调节换能器输入位置的等效导纳(阻抗)，提高换能器输出功率，实现换能器的宽频带输出。
[0054]
本发明针对现有阻抗匹配技术匹配限制多、适用范围窄、匹配精度低和相应速度低等不足，提供一种用于拓宽大功率电声换能器带宽的开关型(switch-mode)非福斯特宽带匹配控制方法及控制装置，解决电声换能器能量传输效率低及工作带宽窄的问题，实现换能器宽带匹配。
[0055]
如图2所示，图2为本发明用于电声换能器的非福斯特宽带匹配控制装置与功率放大器、电声换能器的电路连接示意图。其中功率放大器为电声换能器提供可变幅值和频率的激励信号。如图4所示，本发明所述非福斯特宽带匹配控制装置具体包括非线性等效电路模型构建模块、模型辨识模块、信号检测模块、控制系统，其中控制系统中又包含闭环控制模块、pwm 调制模块、逆变器模块。所述非线性等效电路模型构建模块，基于电声换能器实际复杂工作情况及多场耦合基本理论，结合非线性阻抗模型推导出大功率换能器非线性等效电路模型；所述模型辨识模块基于换能器非线性模型，根据大功率阻抗测试实验数据，采用理论计算与参数辨识等方法确定非线性模型各元件参数；所述逆变模块的输入端连接直流电压源，输出端与功率放大器和所述大功率声源串联；所述信号检测模块，用于对功率放大器两端电压和输出电流的检测，作为控制系统的控制输入量；控制系统中闭环控制模块，
以信号检测模块得到的功率放大器输出电压频率为控制器参数，以功放输出电流为参考量，并将模型辨识模块得到的换能器静态电感作为控制目标量，控制非福斯特宽带匹配控制装置输出特性呈现负电感；pwm调制模块输入端连接所述闭环控制模块，输出端连接所述逆变器模块，该模块将经反馈控制得到的信号波(即调制信号)与载波进行比较，产生合适的pwm脉冲，控制所述逆变器模块内部元件工作状态。该非福斯特宽带匹配控制装置与功率放大器以及电声换能器以串联关系相互连接。
[0056]
如图6所示，图6为本发明开关型非福斯特宽带匹配控制装置及控制系统的控制效果示意图。其中实线(—)表示匹配前功放输出电抗曲线，从图中可以看出随着频率的增加，功放输出电抗迅速增加，严重限制了大功率换能器的宽带输出；虚线(—
··
—)表示基于大功率电声换能器线性集中参数模型的开关型非福斯特宽带匹配控制装置匹配后功放输出电抗曲线，从图中可以看出，虽然线性系统的匹配效果明显，但是由于涡流效应等非线性因素的影响并没有将静态电感匹配完全；虚线(—
·
—)表示在电声换能系统中引入的非福斯特宽带匹配控制装置端口输出电抗曲线，可以看出系统输出的负电抗与频率不是线性关系，实现了该系统的输出目标。在引入本文所述开关型非线性非福斯特控制系统后，功率放大器输出电抗(即p1点、功率放大器20负端之间电抗)曲线如图虚线(——)所示，在完全消除换能器非线性静态电抗的情况下，能够保持高频情况下功放输出电抗接近于零，从而提高换能器的输出效率，拓展大功率换能器的输出带宽。
[0057]
使用本发明所述非福斯特宽带匹配控制装置对电声换能器进行宽带匹配具体步骤如下：
[0058]
本发明还提供上述开关型非福斯特宽带匹配控制装置控制系统的具体控制方法及策略：为抵消电声换能器静态电抗，使上述开关型非福斯特宽带匹配控制装置的输出特性呈负电感，将换能器非线性等效电路模型得到的非线性静态电抗即jωl
em
即(或jωl
em
(ω))作为目标匹配量，以功率放大器输出电流为参考量，使用pr控制器作反馈控制器跟随正弦参考量变化，实现无差调节，精准匹配电声换能器静态电抗。同时，使用前馈控制增强控制系统动态响应速度，实现对宽带匹配系统精准、快速的控制。
[0059]
所述电声换能器10的第一集中参数模型通过如下步骤(m1)和步骤(m2)得到：
[0060]
(m1)根据所述电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线拟合得到电声换能器10的第二集中参数模型，所述电声换能器10的第二集中参数模型由相互串联在电声换能器10的两个驱动端之间的第二静态等效电阻57’、静态等效电感56’、第二振动系统等效电路v2结构构成；所述第一振动系统等效电路结构v1、第二振动系统等效电路结构v2具有相同结构；所述第一振动系统等效电路结构v1由相互并联的第一振动系统等效电阻53、第一振动系统等效电感54、第一振动系统等效电容55组成；所述第二振动系统等效电路结构v2由相互并联的第二振动系统等效电阻53’、第二振动系统等效电感54’、第二振动系统等效电容55’组成；将所述第二振动系统等效电阻53’的阻值、第二振动系统等效电感54’的电感值、第二振动系统等效电容55’的电容值、第二静态等效电阻57’的阻值分别作为所述第一振动系统等效电阻53的阻值、第一振动系统等效电感54的电感值、第一振动系统等效电容55的电容值、第一静态等效电阻57的阻值；
[0061]
(m2)对第一系数p、第二系数q、比例系数l
ex
进行拟合：
[0062]
构建虚拟三维坐标系oxyz，虚拟三维坐标系的x轴、y轴、z轴分别代表第一系数p的
拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值；在oxyz坐标系中，以第一坐标点为起始点搜索第一坐标点周围的坐标点，以距离第一坐标点较近的坐标点到距离第一坐标点较远的坐标点为搜索顺序，直到搜索到的坐标点对应的第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值与步骤(m1)得到的第一振动系统等效电阻53的阻值、第一振动系统等效电感54的电感值、第一振动系统等效电容55的电容值、第一静态等效电阻57的阻值构成的模型(即根据p的拟合值、q的拟合值、l
ex
的拟合值得到非线性电感模型51、非线性电阻模型52，再结合步骤(m1)得到的第一振动系统等效电阻53的阻值、第一振动系统等效电感54的电感值、第一振动系统等效电容55的电容值、第一静态等效电阻57的阻值，共同构成的模型)所对应的导纳曲线/阻抗曲线相对于电声换能器10的电输入导纳曲线/电输入阻抗曲线的拟合误差不大于拟合误差设定值，将搜索到的坐标点对应的第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数l
ex
的拟合值分别对应作为第一系数p的值、第二系数q的值、比例系数l
ex
的值，从而得到所述电声换能器10的第一集中参数模型；
[0063]
其中，所述第一坐标点是由p(0)、q(0)、lem构成的坐标点；p(0)＝1，q(0)＝0，lem是所述静态等效电感56’的电感值。
[0064]
本技术中，在步骤(m1)中，先得到第一振动系统等效电阻53的阻值、第一振动系统等效电感54的电感值、第一振动系统等效电容55的电容值、第一静态等效电阻57的阻值，即根据第二集中参数模型中第二振动系统等效电路结构的各个参数值以及第一静态等效电阻的阻值得到第一集中参数模型中第一振动系统等效电路结构的各个参数值、第一静态等效电阻的阻值。在步骤(m2)中，再得到第一系数p的拟合值、第二系数q的拟合值、比例系数 l
ex
的拟合值，即根据步骤(m2)可得到非线性电感模型51、非线性电阻模型52的表达式。结合步骤(m1)、步骤(m2)即可得到第一集中参数模型。
[0065]
在使用本发明所述开关型非福斯特宽带匹配控制装置及其控制系统实现电声换能器的宽带匹配时具体的操作步骤如下所示：
[0066]
s1：使用功率放大器对大功率电声换能器施加激励信号，获取所述换能器的电输入阻抗曲线；
[0067]
s2：根据所述大功率电声换能器结构结合多场耦合理论建立非线性集中参数等效电路模型，并用拟合算法及参数辨识根据电输入阻抗曲线确定非线性模型中各元件的参数值；
[0068]
所述步骤s2具体包括：
[0069]
s201：如图4所示，首先基于电声换能器电-机-声多物理场耦合特性及换能器内部能量传递原理搭建大功率电声换能器线性集中参数模型。
[0070]
如图1所示，大功率电声换能器线性集中参数模型根据电机类比方法推导而来，包括驱动系统等效电路和振动系统等效电路，两系统之间通过变比为机电转换系数的变压器连接。其中驱动系统等效电路包括串联的驱动静态直流电阻re和静态电感l
em
，振动系统等效电路是由动态电感lm、动态电容cm、动态电阻r1和负载阻抗z
l
串联组成。大功率发射集中参数模型也可以化简为由驱动静态直流电阻re和静态电感l
em
，以及振动系统等效动态电阻r
mes
、振动系统等效动态电感l
mes
和振动系统等效动态电容c
mes
组成的五参数元件等效电路。
[0071]
s202：根据电声发射谐振点频率特性及其对应阻抗理论计算方法，初步计算出换能器线性集总参数模型阻抗元件参数值。
[0072]
电声发射谐振点频率特性及其对应阻抗理论计算方法主要包括：
[0073]
(1)当工作频率fs＝0hz时，阻抗曲线幅值的起点即为大功率电声发射驱动直流电阻re。
[0074]
(2)当大功率电声发射发生串联谐振时，谐振频率电路中只剩下静态等效电感56’(电感值为lem)，即当fs＝fs对应的电抗值为ωslem。
[0075]
(3)当大功率电声发射发生并联谐振时，谐振频率此时理论上发射电抗值为零，电路中只剩下第一静态等效电阻57(阻值为re)、第一振动系统等效电阻 53(阻值为r
mes
)，即当fs＝f
p
对应的电阻值为re r
mes
。
[0076]
通过理论计算方法可以得到电声换能器线性集中参数模型(即第二集中参数模型)中元件参数初值如下表所示。
[0077]
表2第二集中参数模型元件拟合参数值
[0078][0079]
s203：考虑换能器实际工作过程中的涡流非线性效应，使用非线性阻抗模型代替步骤 s201的线性阻抗模型部分元件。将步骤s202初步理论计算得到的线性集总参数阻抗模型各参数作为非线性阻抗模型辨识算法的初始参数，使用能表征换能器涡流非线性效应的非线性阻抗模型对涡流阻抗随频率的变化趋势进行准确模拟。因此，本实施例选用幂指模型对大功率电声发射模型中涡流阻抗模型进行拟合，幂指模型表达式如下所示：
[0080][0081]
优选地，非线性阻抗模型参数拟合可以选用最小二乘算法、粒子群算法等拟合算法对电输入阻抗曲线进行拟合，但是拟合算法不限于这两种算法。
[0082]
通过拟合算法根据电输入阻抗曲线拟合出模型元件参数值，当拟合误差小于设定值时，元件拟合参数如下表所示。
[0083]
表2第一集中参数模型元件拟合参数值
[0084][0085]
s3：如图1所示，将开关型非福斯特宽带匹配控制装置串联在功率放大器与电声换能器之间，根据大功率电声换能器非线性等效电路模型中非线性静态等效电感值，给定逆变器输出端口所需要模拟的负电感感值-l
em
(ω)；
[0086]
s4：如图5所示。图5是图1的原理分析示意图。非福斯特宽带匹配控制装置端口输出电压与非线性电感模型51两端电压之间的关系为：从非福斯特宽带匹配控制装置端口流入的电流与流经非线性电感模型51的电流之间的关系为：由于非福斯特宽带匹配控制装置输出阻抗静态电抗所以可以得到从而实现对换能器静态阻抗的匹配。
[0087]
根据目标匹配量非线性静态电抗jωl
em
(ω)，将功率放大器输出电流作为参考量，通过控制系统中的反馈和前馈控制，保持逆变器输出端口特性稳定呈现为负电感即-l
em
(ω)，从而实现对大功率电声换能器准确、快速的阻抗宽带匹配；
[0088]
进一步地，步骤s4中使用的非福斯特宽带匹配控制装置控制系统控制过程如图5所示，图5为本发明提出的非福斯特宽带匹配控制装置控制系统的控制框图，具体控制过程包括：
[0089]
s401：用信号检测模块采集功率放大器输出电压信号得到功放输出电压幅值为em，频率为fs，并采集功率放大器输出电流信号非福斯特宽带匹配控制装置输出电压
[0090]
s402：由步骤s3中得到的-l
em
(ω)及步骤s401中得到的非福斯特宽带匹配控制装置输出电压经由积分器获得功率放大器输出电流参考值为：
[0091][0092]
403：将功率放大器输出电流参考值与实际输出电流值比较后，两者比较差值经过pr控制器调控，pr控制器输出结果与参考电流前馈值相加后得到信号波，信号波经逆变器产生pwm脉冲，控制所述开关型非福斯特匹配系统的工作状态，保持匹配网络输出端口特性始终稳定为-l
em
(ω)，从而实现对大功率电声换能器静态电抗的匹配。逆变桥输出电压为载波为三角波。
[0093]
功率放大器输出电流经反馈控制使用pr控制器进行正弦信号的无差跟踪，前馈控制使用比例控制器提高系统动态响应速度，两种控制器传递函数为：
[0094][0095]
其中，k
p1
为pr控制器的比例系数，kr为pr控制器的积分系数，ω0为谐振角频率，ωc为截止频率；kf为比例控制器的比例系数。为了使控制系统能够实时跟随信号变化情况，保证控制效果稳态误差小，响应速度快，能够实现非福斯特宽带匹配控制装置的精准匹配，选择pr控制器的谐振角频率与步骤s401中检测模块采集到功率放大器实时输出信号频率fs保持一致，即ω0＝2πfs。当功放输出频率fs变化时，优选ωc一般取值为ω0*2％。当功放输出频率fs变化时，也可对kr和k
p1
进行调整。例如可根据对稳态误差σ的要求(例如稳态误差为
预设误差值σ，则仿真时即要求与的差值不大于该预设误差值σ)，根据仿真得到kr和k
p1
的仿真结果，再在试验或仿真中进行验证，如果试验或仿真中得到的与的差值不大于稳态误差σ，则得到的kr和k
p1
的参数值满足要求。
[0096]
pr控制器能够良好跟随正弦信号。本技术所采用的pr控制器可以实时跟踪工作频率 w0，实现最佳效果。
[0097]
在本实施例中，k
p1
取值范围为250，kr取值为40，kf的取值范围可为0.7。也可根据实际情况，调整上述各个参数的取值。
[0098]
比例系数k
pwm
是从pwm模块输入至单相全桥逆变器30的逆变桥输出的传递函数。本方案是通过调整信号波的波形进而调节控制开关管的驱动信号，进而实现逆变器输出波形的调节。本专利中，匹配静态等效电感对应的非线性电抗部分，即匹配了静态电感和涡流带来的非线性电抗。
[0099][0100]iac_ref
(s)
×
kf＝i
ac_f
(s)
[0101]
[(i
ac_ref
(s)-i
ac
(s))
×gpr
(s) i
ac_f
(s)]
×kpwm
＝v
ac
(s)
[0102][0103]vnon
×s×cs
＝i
non
[0104]
其中，s表示s域函数的变量；v
non
(s)为第一电容两端电压；l
em
(s)为l
em
(ω)在s域的表达式， is(s)为由第一公共连接端(a)到第一电连接点(p1)的方向流过第一电感的电流，kf为第一比例增益，，功率放大器输出电压，g
pr
(s)为比例谐振控制器在s域的表达式，k
pwm
为逆变器的比例增益，ls、cs分别为第一电感的电感值、第一电容的电容值。v
ac
(s)为单相全桥逆变器(30)的交流输出电压。
[0105]
s404：所述非福斯特宽带匹配控制装置为了滤除开关频率附近的高次谐波，采用下式(4) 和式(5)所示原则选用lc滤波器，逆变器输出经过lc滤波器得到非福斯特宽带匹配控制装置输出电压为v
non
(s)。
[0106][0107][0108]
其中，fn为lc滤波器的谐振频率；f
p
为pwm的载波频率；δi
ac_max
为功放输出额定电流有效值的30％。经过理论计算和裕量考虑，选取滤波电感ls为2mh；滤波电容cs为10μf。
[0109]
请参阅图7，图7为在功率放大器输出电压有效值15v，输出频率为100hz时，本发明进行阻抗匹配后非福斯特宽带匹配控制装置输出电压、功率放大器输出电流、匹配稳态误差、非福斯特宽带匹配控制装置端口特性结果图。由于非福斯特宽带匹配控制装置串联于功率放大器与电声换能器之间，因此功率放大器输出电流即为非福斯特宽带匹配控制装置的输入电流。由图7结果可知，在电声换能系统接入控制装置后，经过约一个周期，系统进入
稳定状态，功率放大器输出电流相位稳定超前于非福斯特宽带匹配控制装置的输出电压90度左右，非福斯特宽带匹配控制装置端口特性呈现为负电感；非福斯特宽带匹配控制装置在控制系统的作用下，系统稳定后稳态误差σ不超过0.08；对比非福斯特宽带匹配控制装置端口实际输出等效电感值|z
non
|/ω和所需匹配的静态电感l
em
理论值，系统稳定后相对误差ε约为％0.24。上述结果证明本发明所述非福斯特宽带匹配控制装置的控制系统能够完全满足端口特性为负电感的要求，且该控制系统匹配精度高、响应速度快。图7所示实施方式中，当功率放大器输出频率为100hz时，k
p1
取值为250，kr取值为40，第一比例增益kf的取值为0.7。
[0110]
其中稳态误差σ定义为：
[0111][0112]
非福斯特宽带匹配控制装置端口实际输出等效电感值和所需匹配的静态电感理论值相对误差ε定义为：
[0113][0114]
请参阅图8，图8为在功率放大器输出电压有效值15v，输出频率范围为200hz-500hz 时本发明在功率放大器线性变频情况下非福斯特宽带匹配控制装置输出电压、功率放大器输出电流、匹配稳态误差、非福斯特宽带匹配控制装置端口特性波形示意图。由图8结果可知，该非福斯特宽带匹配控制装置的控制系统能够适应变频工况下匹配条件的变化，系统在各个频率工作时，功率放大器输出电流相位均能稳定超前于非福斯特宽带匹配控制装置的输出电压90度左右，非福斯特宽带匹配控制装置端口特性呈现为负电感，符合匹配要求。在控制系统的作用下，变频匹配稳态误差σ不超过0.05，对比非福斯特宽带匹配控制装置端口实际输出等效电感值|z
non
|/ω(即p1点、p2点之间的等效电感绝对值)和所需匹配的静态电感的理论值(所需匹配的静态电感理论值是根据与功率放大器输出频率对应的l
em
(ω)的表达式计算得到)，系统稳定后相对误差ε不超过％2.3。上述结果说明本发明所述非福斯特宽带匹配控制装置的控制系统在线性变频条件下完全能够满足装置端口特性为负电感的要求，能够针对系统工况变化情况进行准确且快速的实时控制和响应，实现输出目标。
[0115]
图8所示实施方式中，当功率放大器输出频率为200hz、300hz、400hz、500hz时，很明显非线性电感模型51的电感值是不同的，使得需要被匹配的静态电感(即非线性电感模型 51的电感值)是不同的。
[0116]
图8所示实施方式中：k
p1
取值为250，kr取值为40，比例控制器的比例系数kf的取值为 0.7。
[0117]
实施例2
[0118]
本实施例2与实施例1的区别在于，将电声换能器采用第二集中参数模型表征(即图1 中的模型)。
[0119]
所述电声换能器10具有第二集中参数模型，所述第二集中参数模型由相互串联在电声换能器(10)的两个驱动端之间的第二静态等效电阻57’、第二等效电感模型56’与第二振动系统等效电路结构v2构成。所述第二等效电感模型56’的电感值是恒定电感值lem，l
em
(s)为 lem在s域的表达式。即实施例1中l
em
(ω)利用lem代替。其他内容可参照实施例1。
[0120]
需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。
[0121]
以上对本发明的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落入本技术所附权利要求所限定的范围。在不冲突的情况下，本发明/发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。