脉冲重叠时间调制谐振开关电容PFC变换器的升压方法

脉冲重叠时间调制谐振开关电容pfc变换器的升压方法
技术领域
1.本发明属于pfc变换器技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法。


背景技术：

2.用电设备通常需要从电网中获取电能，并转化为直流电后为其他模块供电，因此交流-直流变换，是用电设备的重要环节。然而，为了保证电网的电能质量，并网设备的输入电流需要满足一定的行业标准，因此功率因数校正(power factor correction,pfc)技术在交流-直流环节中是必要的。如今，随着电力电子技术的发展，对于pfc变换器的功率密度、电能转换效率提出了更高的要求，传统的电力电子变换器因其电感体积大及硬开关，并不能很好地满足这样的趋势。
3.谐振开关电容pfc变换器由于其磁性器件少，且可以实现软开关，因此在该领域具备较好的应用前景。然而，传统谐振开关电容pfc变换器的电压调节能力弱。为克服该缺点，双谐振开关电容pfc变换器应运而生。
4.针对双谐振开关电容pfc变换器，业界通常采用pwm(脉冲宽度调制，pulse width modulation)或pfm(脉冲频率调制，pulse frequency modulation)调制策略。然而，pwm应用于该变换器时会出现占空比过低的问题；而pfm应用于该变换器时会出现开关频率过高等问题，影响系统稳定性。目前已提出了一种基于定谐振时间的调制策略，该策略基于一对互补的开关脉冲，通过固定一个脉冲的开通时间使一组谐振器件谐振完半个谐振周期，通过调节另一个互补脉冲的开通时间，使双谐振开关电容变换器具备电压调节能力，然而该策略只能使该变换器具备降压能力。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法，通过改变开关脉冲重叠时间，从而改变充入第一谐振电感l
r1
的电荷，进而实现输出电压的升压调节。
6.为实现上述发明目的，本发明基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法，其特征在于，包括以下步骤：
7.(1)、计算双谐振开关电容pfc变换器的第一谐振频率其中，l
r1
为第一谐振电感，cr为谐振电容；
8.(2)、计算双谐振开关电容pfc变换器的第二谐振频率其中，l
r2
为第二谐振电感；
9.(3)、固定开关管s1和s2的开关周期，使开关频率fs在2f
r1fr2
/f
r1
f
r2
的90％至100％之间；
10.(4)、固定开关管s1的开通时间并固定开通脉冲的上升时刻与开关周期起始时刻一致，保证谐振电容cr和第二谐振电感l
r2
谐振完成半个谐振周期；
11.(5)、固定开关管s2的开关脉冲下降时刻与开关周期的结束时刻一致，调节开关管s2的开通时间t
on2
使其与开关管s1的开通时间t
on1
存在一定的重叠时间t
ov
；
12.(6)、待开关脉冲设定好后，根据输出电压v
out
和输出功率p
out
需求设定负载电阻r
l
，r
l
＝v
out2
/p
out
；
13.(7)、根据给定的升压增益m，计算重叠时间t
ov
：
[0014][0015]
其中，λ为中间变量，满足λ＝f
scrrl
；
[0016]
(8)、给双谐振开关电容pfc变换器输入一个正弦的功率信号，通过调整重叠时间t
ov
来改变双谐振开关电容pfc变换器的输出增益，使双谐振开关电容pfc变换器在开关周期内依次工作于四种模态，具体为：
[0017]
第一工作模态：谐振模态；在开关周期起始时刻，s1零电流开通，cr和l
r2
开始谐振，电流i
lr2
开始正弦上升，在谐振模态下输出电压v
out
由输出电容c
out
维持；
[0018]
第二工作模态：boost 谐振模态；在开关管s1的开关脉冲下降时刻的前t
ov
个时刻时，s2导通，而s1不关断，两者保持同时导通，此时，l
r1
被输入电压直接充电，流过l
r1
的电流i
lr1
线性上升，由于cr与l
r2
继续谐振，电流i
lr2
继续呈正弦变化，直至t2时刻下降至0，二极管d1截止，在boost 谐振模态下输出电压v
out
继续由输出电容c
out
维持；
[0019]
第三工作模态：谐振模态；在开关管s1的开关脉冲下降时刻，s1零电流关断，s2继续开通，cr两端的电压达到峰值，之后cr和l
r1
开始谐振并对负载侧放电；
[0020]
第四工作模态：零状态模态；当第三工作模态中电流i
lr1
正弦下降至0，二极管d2截止时刻进入第四工作模态，此时，d1和d2均截止，电路中除了输出电压由输出电容c
out
维持外，无充放电路径，cr的端电压保持在谷值，直到当前开关周期结束。
[0021]
本发明的发明目的是这样实现的：
[0022]
本发明基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法，先固定开关管s1的开关脉冲周期和开通时间t
on1
，使谐振电容cr和第二谐振电感l
r2
谐振完成半个谐振周期；再固开关管s2的开关脉冲周期和开通脉冲的下降时刻t4，通过调节其开通时间t
on2
，进而调节开关管s1和开关管s2的开关脉冲重叠时间t
ov
；在两个开关脉冲的重叠时间内，将开关管s1和s2同时开通，使第一谐振电感l
r1
直接被输入电压充电，并在开关管s1关断后第一谐振电感l
r1
与谐振电容cr一起向负载侧谐振放电，从而改变开关脉冲重叠时间t
ov
，也就改变充入第一谐振电感l
r1
的电荷，进而实现输出电压的升压调节。
[0023]
同时，本发明基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法还具有以下有益效果：
[0024]
(1)、本发明将开关管的周期固定，可以避免因调节过度导致开关频率过高，从而减轻电磁干扰和避免电路失稳；
[0025]
(2)、本发明基于脉冲重叠时间调制的实现方式相对简单，同时只需要对两个开关管进行驱动，硬件实现方式相对简单。
附图说明
[0026]
图1为双谐振开关电容pfc变换器电路拓扑图；
[0027]
图2为基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法流程图；
[0028]
图3为双谐振开关电容pfc变换器第一工作模态；
[0029]
图4为双谐振开关电容pfc变换器第二工作模态；
[0030]
图5为双谐振开关电容pfc变换器第三工作模态；
[0031]
图6为双谐振开关电容pfc变换器第四工作模态；
[0032]
图7为双谐振开关电容pfc变换器关键波形图；
[0033]
图8为双谐振开关电容pfc变换器的网侧电压电流仿真波形图；
[0034]
图9双谐振开关电容pfc变换器的开关周期仿真波形图。
具体实施方式
[0035]
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。
[0036]
实施例
[0037]
图1为双谐振开关电容pfc变换器电路拓扑图。
[0038]
在本实施例中，如图1所示，在双谐振开关电容pfc变换器电路中，设置第一谐振电感l
r1
值为5.6μh、第二谐振电感l
r2
值为17μh、谐振电容cr值为470nf、输出电容c
out
值为2200μf、交流侧lc滤波器参数为1mh、1μf。给定输入电压为220v
ac
。
[0039]
下面我们结合图1对本发明基于脉冲重叠时间调制的双谐振开关电容pfc变换器升压方法进行详细说明，如图2所示，具体包括以下步骤：
[0040]
s1、计算双谐振开关电容pfc变换器的第一谐振频率其中，l
r1
为第一谐振电感，cr为谐振电容；在本实施例中，计算得到第一谐振频率f
r1
为98.1khz。
[0041]
s2、计算双谐振开关电容pfc变换器的第二谐振频率其中，l
r2
为第二谐振电感；在本实施例中，计算得到第一谐振频率f
r2
为56.3khz。
[0042]
s3、固定开关管s1和s2的开关周期，使开关频率fs在2f
r1fr2
/f
r1
f
r2
的90％至100％之间；在本实施例中，计算得到2f
r1fr2
/f
r1
f
r2
值为76.5khz，开关频率应选择在68.8khz至76.5khz，本实施例中选择为70khz，因此得到开关周期为14.29μs；
[0043]
s4、固定开关管s1的开通时间并固定开通脉冲的上升时刻与开关周期起始时刻一致，保证谐振电容cr和第二谐振电感l
r2
谐振完成半个谐振周期；在本实施例中，计算得到开关管s1的开通时间t
on1
为8.88μs，则占空比为0.62。为保证开关管s1的开关脉冲上升时刻与开关周期起始时刻一致，设定该脉冲相移为0
°
；
[0044]
s5、固定开关管s2的开关脉冲下降时刻与开关周期的结束时刻一致，调节开关管s2的开通时间t
on2
使其与开关管s1的开通时间t
on1
存在一定的重叠时间t
ov
；在本实施例中，开关管s1的开通时间固定为6.72μs，则占空比为0.47,。为保证开关管s2的开关脉冲下降时刻与开关周期结束时刻一致，设定该脉冲相移为190.8
°
；
[0045]
s6、待开关脉冲设定好后，根据输出电压v
out
＝400v和输出功率p
out
＝1.6kw需求设定负载电阻r
l
，r
l
＝v
out2
/p
out
＝100ω；
[0046]
s7、根据给定的升压增益m＝1.82，计算重叠时间t
ov
：
[0047][0048]
其中，λ为中间变量，满足λ＝f
scrrl
；
[0049]
s8、给双谐振开关电容pfc变换器输入一个正弦的功率信号，通过调整重叠时间t
ov
来改变双谐振开关电容pfc变换器的输出增益，使双谐振开关电容pfc变换器在开关周期内依次工作于四种模态；
[0050]
在本实施例中，开关周期内，由于开关周期远小于工频周期，因此，在开关周期内输入电压可以看作视作恒定。
[0051]
双谐振开关电容pfc变换器主要包含四种工作模态：
[0052]
第一工作模态：该模态为谐振模态，如图3和图7所示，在t0时刻，s1零电流开通，cr和l
r2
开始谐振，电流i
lr2
开始正弦上升。该模态下，输出电压由输出电容c
out
维持。
[0053]
第二工作模态：该模态为boost 谐振模态，如图4和图7所示，在t1时刻，s2导通，而s1不关断，两者保持同时导通。此时，l
r1
被输入电压直接充电，流过l
r1
的电流i
lr1
线性上升。而由于cr与l
r2
继续谐振，电流i
lr2
继续呈正弦变化，直至t2时刻下降至0，二极管d1截止。该模态下，输出电压继续由输出电容c
out
维持。
[0054]
第三工作模态：该模态为谐振模态，如图5和图7所示。在t2时刻，s1零电流关断，s2继续开通，cr两端的电压达到峰值v
cr_max
，之后cr和l
r1
开始谐振并对负载侧放电，电流i
lr1
正弦下降，直到t3时刻下降至0，二极管d2截止。
[0055]
第四工作模态：该模态为零状态模态，如图6和图7所示。在该模态中，d1和d2均截止，电路中除了输出电压由输出电容c
out
维持外，无充放电路径。因此，cr的端电压保持在谷值v
cr_min
。至t4时刻，s2实现零电流关断和零电压关断。
[0056]
基于上述分析，可以得到开关周期内的输出电压v
out
为
[0057][0058]
谐振电容cr的端电压归一化最大值、最小值及开关周期内的电压增益分别为
[0059][0060][0061][0062]
其中，λ仅为中间变量，表达式为λ＝f
scrrl
。
[0063]
假设工频输入电压v
ac
表达式为
[0064]vac
＝vmsin(θ)；
[0065]
假设工频输入电流为
[0066]iac
(θ)＝ξvmsin(θ)；
[0067]
其中，vm代表输入工频电压的幅值，θ代表工频交流电的相位，ξ仅为中间变量，其表达式为：
[0068][0069]
所以，输入功率为：
[0070][0071]
工频周期内，输入电流有效值为：
[0072][0073]
则在所发明的脉冲重叠时间调制下，该pfc变换器的输入功率因数pf为：
[0074][0075]
因此，基于所发明的脉冲重叠时间调制，该pfc变换器在理论上可以实现单位功率因数。
[0076]
在本实施例中，在220v
ac
交流输入、负载电阻为100ω时，网侧电压电流仿真波形如图8所示。此时，输出电压为400v，输出功率为1.6kw，从输入电压电流波形可以看出，输入电压为正弦波形(幅值311v，有效值220v)，输入电流幅值为15a，输入电压电流相位一致。输入电流波形存在一定程度的畸变，此时功率因数为0.965，实现升压和功率因数校正功能。
[0077]
开关周期内仿真波形如图9所示，从第四组图的开关脉冲波形可以看出，两个开关管的开关脉冲存在重叠时间。根据从第三组图的谐振电流波形可以看出，i
lr2
谐振完成半个谐振周期，工作模态与理论分析相符，所有开关管均实现了零电流开关。
[0078]
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。