一种抑制AC-DC变换器输出电压低频纹波的装置及其方法与流程

一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的装置及其方法
技术领域
1.本发明属于波纹抑制的技术领域，尤其涉及一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的方法。


背景技术：

2.纹波是由于直流稳定电源的电压波动而造成的一种现象，因为直流稳定电源一般是由交流电源经整流稳压等环节而形成的，这就不可避免地在直流稳定量中多少带有一些交流成份，这种叠加在直流稳定量上的交流分量就称之为纹波，波纹以峰峰值计量。若纹波电压超出电源规格，会严重影响器件寿命，降低电源效率甚至会导致后端用电设备无法正常工作。
3.目前对于抑制纹波的主要包括如下方法：
4.第一种方法，加大输出电容的容量及数量；
5.第二种方法，增加额外的滤波电路，如lc，lcl等；
6.第三种方法，采用交错技术抑制纹波。
7.对于第一种方法，增加输出电容数量及容量，虽然可以有效降低纹波，但同时会增加成本，减小电源的功率密度；同时电容容量太大也会引起电源响应速度变慢，对于要求负载突变的场合并不适宜盲目增加电容数量与容量。
8.对于第二种方法，增加滤波电路是通过设置合理的低通滤波器，滤除输出侧不需要的电压成分，从而减小输出电压的纹波。但对于低频纹波，一般需要较大的电感或较大容量的电容，受限于电源体积与功率，电感感量和电容容量一般不能太大，同时引入电感后若负载突变也会带来噪音问题。
9.对于第三种方法，交错技术是使用两种或两种以上相同电路并联的方式，使每个电路交错工作，达到对纹波峰值抑制的效果。对于中小型电源来讲，需要使用两种或两种以上相同电路并联，增加成本与体积。
10.故有必要设计一种新的抑制低频纹波的方法。


技术实现要素：

11.本发明的目的在于提供一种可实时调整控制器参数和有效抑制输出电压低频纹波的抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的装置及其方法。
12.本发明提供一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的装置，其包括pfc整流电路、第一滤波电路、dc-dc变换器、第二滤波电路、负载、主控芯片、自适应准比例谐振控制器、比例积分控制器以及均与自适应准比例谐振控制器和比例积分控制器连接的脉冲调制器；其中自适应准比例谐振控制器、比例积分控制器和脉冲调制器均位于主控芯片内；所述pfc整流电路、第一滤波电路、dc-dc变换器、第二滤波电路和负载依序连接；所述主控芯片均与dc-dc变换器和pfc整流电路连接，交流输入电压频率与ac-dc变换器输出电压输入至自适应准比例谐振控制器。
13.本发明还提供一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的方法，所述方法包括如下步骤：
14.s1：交流输入电压经运放调制后输入主控芯片，得到输入电压的频率信息；
15.s2：ac-dc变换器的输出电压经运放调制后输入主控芯片，得到ac-dc变换器输出电压幅值信息；
16.s3：主控芯片根据采样得到的ac-dc变换器输出电压幅值信息与预先设定的电压值作差并进行存储；
17.s4：主控芯片根据交流输入电压的输入频率计算自适应准比例谐振控制器的控制参数；
18.s5：根据所述控制参数实时计算作用于ac-dc变换器的开关频率，根据开关频率则可得到有效抑制低频扰动的恒定输出电压。
19.进一步地，设定a1、b1、a2和b2为自适应准比例谐振控制器的控制参数，步骤s4的控制参数的计算过程如下：
20.s41：假定交流输入电压为单相交流输入电压，其频率为xhz，则输出电压为2xhz且幅值较大的低频波动，其中x为正整数；
21.s42：根据上述频率信息，得到自适应准比例谐振控制器复域坐标系下的传递函数如下：
[0022][0023]
式中：k
p
、kr、ωc分别为自适应准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益及谐振带宽,ω0＝314rad/s；
[0024]
s43：对公式(1)进行离散化处理，可得到其差分方程表达如下：
[0025]
yk＝a1×
x
(k)-a2×
x
(k-1)-b1×y(k-1)-b2×y(k-2)
ꢀꢀ
公式(2)
[0026]
其中，x
(k)
表示自适应准比例谐振控制器的第k时刻的输入值，x
(k-1)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-1时刻的输入值，y
(k-1)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-1时刻的输出值，y
(k-2)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-2时刻的输出值，k为大于2的整数；
[0027]
s44：当单相交流输入的频率变化范围为lhz-nhz，其中，l≤x≤n，按照步骤s42可求取各整数频率范围下的差分方程系数a1，a2，b1，b2,可得到如下矩阵表达式：
[0028][0029]
其中，a1
(l)
表示输入频率为lhz下的a1值，a2
(l)
表示输入频率为lhz下的a2值，b1
(l)
表示输入频率为lhz下的b1值，b2
(l)
表示输入频率为lhz下的b2值，其余类似，不再赘述。
[0030]
进一步地，步骤s5还包括如下步骤：
[0031]
s51：对公式(3)进行分析，可提取一个(n-l)*4的矩阵，对每一列进行一次函数线性拟合，具体方式如下：
[0032]
s511：对提取的矩阵数据进行分析，每一列从第1行至第(n-l)行均按照一次函数线性变化，对每一列均按照一次函数进行线性拟合：以第一列a
1(l)
,a
1(l 1)
,a
1(l 2)
…a1(n)
为例，经过线性拟合后可得到表达式如下：
[0033]a1(x)
＝k
(a1)
×
x b
(a1)
ꢀꢀ
公式(4)
[0034]
其中，k和b为任意实数；
[0035]
s512：参考上述步骤s511，可得到第2列、第3列、第4列的线性拟合方程如下式(5)：
[0036][0037]
s513：根据步骤s511和s512得到的线性拟合方程，结合主控芯片计算的输入频率信息，分别代入公式(4)和公式(5)，即可实时得到输入频率下对应的控制器参数a1、a2、b1、b2。
[0038]
进一步地，l为47，x为50，n为64。
[0039]
进一步地，步骤s5还包括如下步骤：
[0040]
s52：步骤s3的输出给定电压值作差记为vout_err，将s3中计算得到的vout_err和s51中计算的a1，a2，b1，b2代入公式(2)中，即可得到自适应准比例谐振控制器的环路输出。
[0041]
s53：将s3中计算得到的vout_err代入公式(6)中即可得到比例积分控制器的环路输出：
[0042]u(pi)
＝k
p
×vout_err
ki
×
∑v
out_err
ꢀꢀ
公式(6)
[0043]
进一步地，步骤s5还包括如下步骤：
[0044]
s53：将s52中得到的自适应准比例谐振控制器环路输出值与s53得到的比例积分控制器的环路输出值求和作为最终环路输出值u(fin)0，根据最终环路输出值确定ac-dc变换器的开关状态。
[0045]
进一步地，以调频为例，步骤s53的具体方法如下：
[0046]
s531：设定最终环路输出u(fin)的最大电压值对应最小开关频率，设定环路输出最小电压值对应最大开关频率；
[0047]
其中，u(max)为最终环路输出的最大电压值，f(min)为最小开关频率，u(min)为最终环路输出最小电压值，f(max)为对应最大开关频率；
[0048]
s532：根据最终环路输出的最大电压值和最小电压值，获得控制器最高开关频率f(max)和最小值f(min)；根据(u(max)，f(min))，(u(min)，f(max))两个点即可求得相应曲线，表达式如下：
[0049]
f＝k
×
u b
ꢀꢀ
公式(7)
[0050]
公式(7)中，f为ac-dc变换器的开关频率，u为ac-dc变换器的控制器输出值，k和b
为任意实数；
[0051]
s533：将s6计算的自适应准比例谐振控制器的环路输出电压与比例积分控制器的环路输出电压相加，得到pwm调制器的输入电压，计算如下：
[0052]u(fin)
＝u
(pr)
u
(pi)
ꢀꢀ
公式(8)；公式(8)中，u
(pr)
为pr控制器的环路输出电压，u
(pi)
为pi控制器的环路输出电压；u
(fin)
为最终环路输出；
[0053]
s534：将公式(8)得到的u(fin)代入公式(7)，即可得到ac-dc变换器的开关频率。
[0054]
本发明根据交流侧输入电压频率实时调整准比例控制器参数，提高ac-dc变换器的控制器特定低频段增益的方式实时调节电源的工作状态，有效降低电源输出电压的低频纹波，提高电源功率密度，降低成本。
[0055]
根据下文结合附图对本发明具体实施例的详细描述，本领域技术人员将会更加明了本发明的上述以及其他目的、优点和特征。
附图说明
[0056]
后文将参照附图以示例性而非限制性的方式详细描述本发明的一些具体实施例。附图中相同的附图标记标示了相同或类似的部件或部分。本领域技术人员应该理解，这些附图未必是按比例绘制的。附图中：
[0057]
图1为用于本发明实施例的系统电路的示意图；
[0058]
图2为用于本发明实施例的准比例谐振控制器参数的计算框图；
[0059]
图3为用于本发明实施例的ac-dc变换器的控制器框图；
[0060]
图4是现有ac-dc变换器输出电压波形；
[0061]
图5用于本发明实施例的增加了自适应准比例谐振控制器的ac-dc变换器输出电压波形。
具体实施方式
[0062]
本发明一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的方法，其由系统电路实时本发明方法。
[0063]
图1所示为ac-dc变换器的示意图，其包括pfc(power factor correction,功率因数校正)整流电路10、第一滤波电路20、dc-dc(交流转直流变换器)变换器30、第二滤波电路40、负载50和主控芯片60。其中ac-dc变换器与负载50连接；pfc整流电路10、第一滤波电路20、dc-dc变换器30、第二滤波电路40和负载50依序连接，主控芯片60均与pfc整流电路10和dcdc变换器30连接；输入电压(单相或三相)输入至pfc整流电路10，依序经第一滤波电路20、dc-dc变换器30和第二滤波电路40至负载50。
[0064]
输入电压(单相或三相)先通过pfc整流电路10和第一滤波电路20，有效减小输入侧谐波含量，稳定母线电压；接着经过dc-dc变换器30和第二滤波电路40，由主控芯片60控制实现恒压输出。
[0065]
由于主控芯片60均与pfc整流电路10和ac-dc变换器30连接，主控芯片60与pfc整流电路10和dc-dc变换器30实现信息交互，并实时控制pfc整流电路10和dc-dc变换器30的工作状态。
[0066]
由于dc-dc变换器30的体积和成本的限制，pfc整流电路10之后的第一滤波电路20
选取受限，因此当输入电压为交流电压时，pfc整流电路10后的电压会存在含量较大且与输入电压频率存在整数倍关系的低频扰动。倍数关系取决于输入电压体制和所选用电路拓扑。当输入电压为单相交流电时，半波整流后的直流电压会存在与输入电压频率相同的纹波，全波整流后的直流电压存在2倍于输入电压频率的纹波；当输入电压为三相交流电时，半波存在3倍于输入电压频率的纹波，全波存在6倍于输入电压频率的纹波。由此可见，该低频扰动随着输入电压的频率的变化而变化。当dc-dc变换器30采用比例积分控制器时，变化的低频扰动无法得到有效抑制，便会导致dc-dc变换器30的输出电压存在较大含量的低频纹波。
[0067]
为了在不增加第二滤波电路40成本和体积的情况下并减小输出电压的低频扰动，本发明引入位于主控芯片60内的控制器，控制器包括自适应准比例谐振控制器(pr控制器)、比例积分控制器(pi控制器)以及均与pr控制器和pi控制器连接的脉冲调制器(pwm调制)，根据输入电压频率的变化实时调整控制参数，从而抑制特定频率段的扰动，极大减小输出电压的低频纹波。
[0068]
主控芯片60与pfc整理电路连接和dc-dc变换器30连接，输入电压也输入至主控芯片60，pwm调制与dc-dc变换器30连接。
[0069]
本发明一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的方法，包括如下步骤：
[0070]
s1：交流输入电压经运放调制后输入主控芯片60，得到输入电压的频率信息；
[0071]
s2：ac-dc变换器的输出电压经运放调制后输入主控芯片60，得到ac-dc变换器输出电压幅值信息；
[0072]
s3：主控芯片60根据采样得到的ac-dc变换器输出电压幅值信息与预先设定的电压值作差并进行存储；
[0073]
s4：主控芯片60根据交流输入电压的输入频率计算自适应准比例谐振控制器的控制参数；
[0074]
s5：根据所述控制参数实时计算作用于ac-dc变换器的开关频率，根据开关频率则可得到有效抑制低频扰动的恒定输出电压。
[0075]
设定a1、b1、a2和b2为自适应准比例谐振控制器的控制参数，步骤s4的控制参数的计算过程如下：
[0076]
s41：假定交流输入电压为单相交流输入电压，其频率为xhz，则输出电压为2xhz且幅值较大的低频波动，其中x为正整数；
[0077]
s42：根据上述频率信息，得到自适应准比例谐振控制器复域坐标系下的传递函数如下：
[0078][0079]
式中：k
p
、kr、ωc分别为自适应准比例谐振控制器的比例系数、谐振增益及谐振带宽,ω0＝314rad/s；
[0080]
s43：对公式(1)进行离散化处理，可得到其差分方程表达如下：
[0081]
yk＝a1×
x
(k)-a2×
x
(k-1)-b1×y(k-1)-b2×y(k-2)
ꢀꢀ
公式(2)
[0082]
其中，x
(k)
表示自适应准比例谐振控制器的第k时刻的输入值，x
(k-1)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-1时刻的输入值，y
(k-1)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-1时刻的
输出值，y
(k-2)
表示自适应准比例谐振控制器的第k-2时刻的输出值，k为大于2的整数；
[0083]
s44：当单相交流输入的频率变化范围为lhz-nhz，其中，l≤x≤n，按照步骤s42可求取各整数频率范围下的差分方程系数a1，a2，b1，b2,可得到如下矩阵表达式：
[0084][0085]
其中，a1
(l)
表示输入频率为lhz下的a1值，a2
(l)
表示输入频率为lhz下的a2值，b1
(l)
表示输入频率为lhz下的b1值，b2
(l)
表示输入频率为lhz下的b2值，其余类似，不再赘述。
[0086]
步骤s5还包括如下步骤：
[0087]
s51：对公式(3)进行分析，可提取一个(n-l)*4的矩阵，对每一列进行一次函数线性拟合，具体方式如下：
[0088]
s511：对提取的矩阵数据进行分析，每一列从第1行至第(n-l)行均按照一次函数线性变化，对每一列均按照一次函数进行线性拟合：以第一列a
1(l)
,a
1(l 1)
,a
1(l 2)
…a1(n)
为例，经过线性拟合后可得到表达式如下：
[0089]a1(x)
＝k
(a1)
×
x b
(a1)
ꢀꢀ
公式(4)
[0090]
其中，k和b为任意实数；
[0091]
s512：参考上述步骤s511，可得到第2列、第3列、第4列的线性拟合方程如下式(5)：
[0092][0093]
s513：根据步骤s511和s512得到的线性拟合方程，结合主控芯片计算的输入频率信息，分别代入公式(4)和公式(5)，即可实时得到输入频率下对应的控制器参数a1、a2、b1、b2。
[0094]
l为47，x为50，n为64。
[0095]
步骤s5还包括如下步骤：
[0096]
s52：步骤s3的输出给定电压值作差记为vout_err，将s3中计算得到的vout_err和s51中计算的a1，a2，b1，b2代入公式(2)中，即可得到自适应准比例谐振控制器的环路输出。
[0097]
s53：将s3中计算得到的vout_err代入公式(6)中即可得到比例积分控制器的环路输出：
[0098]u(pi)
＝k
p
×vout_err
ki
×
∑v
out_err
ꢀꢀ
公式(6)
[0099]
步骤s5还包括如下步骤：
[0100]
s53：将s52中得到的自适应准比例谐振控制器环路输出值与s53得到的比例积分控制器的环路输出值求和作为最终环路输出值u(fin)0，根据最终环路输出值确定ac-dc变换器的开关状态。
[0101]
以调频为例，步骤s53的具体方法如下：
[0102]
s531：设定最终环路输出u(fin)的最大电压值对应最小开关频率，设定环路输出最小电压值对应最大开关频率；
[0103]
其中，u(max)为最终环路输出的最大电压值，f(min)为最小开关频率，u(min)为最终环路输出最小电压值，f(max)为对应最大开关频率；
[0104]
s532：根据最终环路输出的最大电压值和最小电压值，获得控制器最高开关频率f(max)和最小值f(min)；根据(u(max)，f(min))，(u(min)，f(max))两个点即可求得相应曲线，表达式如下：
[0105]
f＝k
×
u b
ꢀꢀ
公式(7)
[0106]
公式(7)中，f为ac-dc变换器的开关频率，u为ac-dc变换器的控制器输出值，k和b为任意实数；
[0107]
s533：将s6计算的自适应准比例谐振控制器的环路输出电压与比例积分控制器的环路输出电压相加，得到pwm调制器的输入电压，计算如下：
[0108]u(fin)
＝u
(pr)
u
(pi)
ꢀꢀ
公式(8)；公式(8)中，u
(pr)
为pr控制器的环路输出电压，u
(pi)
为pi控制器的环路输出电压；u
(fin)
为最终环路输出；
[0109]
s534：将公式(8)得到的u(fin)代入公式(7)，即可得到ac-dc变换器的开关频率
[0110]
准比例谐振控制参数的确定参考步骤s4和s51；pwm调制器可选用调频、调宽或调频 调宽，调频方式的计算方法参考步骤s53。
[0111]
图4是原ac-dc变换器输出电压波形，图5是增加了自适应准比例谐振控制器的ac-dc变换器输出电压波形，增加了自适应准比例谐振控制器后，ac-dc变换器输出电压波形更加平稳了，抑制了低频纹波。
[0112]
本发明还提供一种抑制ac-dc变换器输出电压低频纹波的装置，其特征在于，其包括pfc整流电路10、第一滤波电路20、dc-dc变换器30、第二滤波电路40、负载50、主控芯片60、自适应准比例谐振控制器(pr控制器)、比例积分控制器(pi控制器)以及均与pr控制器和pi控制器连接的脉冲调制器(pwb调制)；所述pfc整流电路10、第一滤波电路20、dc-dc变换器30、第二滤波电路40和负载50依序连接；主控芯片60均与dc-dc变换器30和pfc整流电路10连接，交流输入电压输入至pr控制器。
[0113]
本发明引入一种自适应的准比例谐振控制器，通过主控芯片采样计算得到的交流输入电压频率信息，实时计算调整准比例控制器的参数，并将准比例控制器与比例积分控制器结合，从而有效降低输出电压低频纹波，提高电源性能；同时，滤波电容的容值也可以有所减小，不用增加滤波器等其他电路，可有效降低电源成本，提高电源功率密度。
[0114]
本发明根据交流侧输入电压频率实时调整准比例控制器参数，提高ac-dc变换器的控制器特定低频段增益的方式实时调节电源的工作状态，有效降低电源输出电压的低频纹波，提高电源功率密度，降低成本。
[0115]
至此，本领域技术人员应认识到，虽然本文已详尽示出和描述了本发明的多个示
例性实施例，但是，在不脱离本发明精神和范围的情况下，仍可根据本发明公开的内容直接确定或推导出符合本发明原理的许多其他变型或修改。因此，本发明的范围应被理解和认定为覆盖了所有这些其他变型或修改。