LLC谐振变换器、电源电路及其提供电源电压的方法与流程

llc谐振变换器、电源电路及其提供电源电压的方法
技术领域
1.本发明是涉及llc谐振变换器，特别是涉及包括llc谐振变换器的电源电路。


背景技术：

2.转换电路为将输入电压转换为输出电压的电子电路。llc谐振变换器是一种使用谐振电路将直流(dc)输入电压转换为直流(dc)输出电压的转换电路，该谐振电路包括谐振电容、谐振电感及变压器的励磁电感。llc谐振变换器包含用于将dc输入电压转换为方波的开关桥式电路。方波激发谐振电路产生正弦波信号，变压器再缩放调整该正弦波信号。通过整流器对缩放调整后的正弦波信号进行整流，再经过输出电容滤波而产生dc输出电压。开关桥式电路和整流器位于变压器的不同侧。更具体地，开关桥式电路位于变压器的原边侧(也被称为"高压侧")，而整流器位于变压器的副边侧(也被称为"低压侧")。
3.在本发明实施例中公开了llc谐振变换器的新的拓扑。


技术实现要素：

4.本发明公开了llc谐振变换器的新的拓扑，开关半桥电路及全桥整流器皆位于变压器的同一侧。相较于传统的拓朴，可将变压器t1设置在印刷电路板(pcb)上而减少pcb的层数，还可降低功率损失。
5.依据本发明的一实施例提供了一种llc谐振变换器，包括变压器、开关半桥电路、谐振电路及全桥整流器。开关半桥电路及全桥整流器位于变压器的同一侧，例如副边。开关半桥电路有两个开关，其中一个连接至llc谐振变换器的输出电压。谐振电路包括谐振电容、谐振电感及变压器的第一副边绕组的励磁电感。开关半桥电路通过谐振电路连接至变压器的第一副边绕组。全桥整流器连接至变压器的第二副边绕组。
6.依据本发明的另一实施例提供了一种电源电路，包括变压器、开关半桥电路、谐振电路、全桥整流器及llc谐振控制器。变压器具有第一副边绕组及第二副边绕组。第一副边绕组连接至第二副边绕组，且第一副边绕组与第二副边绕组位于变压器的同一侧。开关半桥电路包括第一晶体管及第二晶体管，其中第一晶体管及第二晶体管形成开关节点，第一晶体管的一端连接至dc输入电压，且第二晶体管的一端连接至输出电压节点的dc输出电压。谐振电路包括谐振电容、谐振电感及第一副边绕组的励磁电感。开关半桥电路通过谐振电路连接至变压器的第一副边绕组。全桥整流器连接至变压器的第二副边绕组。llc谐振控制器用以产生用于控制开关半桥电路及全桥整流器的多个晶体管的多个控制信号以在输出电容上产生dc输出电压。
7.依据本发明的另一实施例提供了一种产生llc谐振变换器的输出电压的方法。该方法包括以下步骤：提供dc输入电压到开关半桥电路；交错地导通和关断开关半桥电路的第一开关及第二开关以激发谐振电路产生流过变压器的第一副边绕组的正弦波电流；开关半桥电路的开关的一端连接至llc谐振变换器的dc输出电压；通过流过变压器的第一副边绕组的正弦波电流感应产生流过变压器的第二副边绕组的正弦波电流，其中第一副边绕组
连接至第二副边绕组，且第一副边绕组与第二副边绕组位于该变压器的同一侧；采用全桥整流器对流过变压器的第二副边绕组的正弦波电流进行整流；对全桥整流器的整流输出信号进行滤波以产生llc谐振变换器的dc输出电压。
附图说明
8.参照下列详细描述和附图以更进一步的理解本发明，其中相似的组件具有相似的附图标记。以下附图仅用于说明，因此可能仅示出装置的一部份，并且不一定按实际比例绘制。
9.图1示出了依据本发明一实施例的llc谐振变换器的示意图。
10.图2示出了依据本发明一实施例的包括如图1所示的llc谐振变换器的电源电路的示意图。
11.图3示出了依据本发明一实施例的如图2所示的电源电路的信号的仿真的波形图。
12.图4示出了在正半周期的如图1所示的llc谐振变换器的示意图。
13.图5示出了在负半周期的如图1所示的llc谐振变换器的示意图。
14.图6示出了依据本发明一实施例的产生llc谐振变换器的输出电压的方法的流程图。
具体实施方式
15.以下描述本发明多个不同的实施例。在下面描述中，一些特定的细节，例如包括示范电路及该些电路组件的示范值以提供对实施例的详细理解。然而，本领域技术人员可理解的是，不一定需要该一或多个特定细节而实施本发明，或可使用其他方法、组件、材料等实施本发明。在其他例子中，并未详细描述或示出已知的结构、材料、制程或操作以避免混淆本发明。
16.本文描述的用语如“耦接”及“连接”被定义为以电性的方式或非电性的方式直接或间接地连接。用语如“一”、“该”及“所述”包括复数个。在本文中使用的“在一实施例中”的词组并不一定指向同一实施例，但也可以是同一实施例。为了方便说明，在本文中使用的晶体管为金属氧化物半导体场效晶体管(mosfet)具有第一端(漏极)、第二端(源极)及控制端(栅极)。本领域技术人员应理解也可以使用其他种类的晶体管，并且对应修改晶体管的连接方式。本领域技术人员应理解为上述用语的意义并不限制该些用语，而仅是用于为该些用语提供说明性的示例。
17.图1示出了依据本发明一实施例的llc谐振变换器100的示意图。在图1的实施例中，llc谐振变换器100包括开关半桥电路110、谐振电路120、变压器tl及全桥整流电路130。
18.在图1的实施例中，开关半桥电路110包括晶体管q1及q2。晶体管q2的漏极连接至dc输入电压vin的正端(输入电压节点102)，晶体管q2的源极连接至晶体管q1的漏极(开关节点103)。晶体管q1的源极连接至dc输出电压vout(输出电压节点101)。输入电容c
in2
跨接在串联连接的晶体管q1和q2的两端，用于对噪声进行滤波。
19.变压器t1包括副边绕组w1及副边绕组w2。副边绕组w1及w2具有极性，依据惯例采用图中所示的圆点标记表示其同名端。副边绕组w1具有励磁电感lm。开关半桥电路110并未连接至变压器t1的原边绕组。相反地，开关半桥电路110和全桥整流电路130皆位于变压器
t1的同一侧，在此例中即连接至变压器t1的副边。
20.谐振电路120包括谐振电容cr、谐振电感lr及变压器t1的副边绕组w1的励磁电感lm。谐振电容cr及谐振电感lr形成串联的电路以和励磁电感lm形成谐振槽。在图1的实施例中，副边绕组w1通过由谐振电容cr和谐振电感lr形成的串联电路连接至开关节点103。
21.谐振电容cr的第一端连接至晶体管q1和晶体管q2之间的开关节点103，谐振电容cr的第二端连接至谐振电感lr的第一端。谐振电感lr的第二端连接至副边绕组w1的第一端(副边绕组节点104)。副边绕组w1的第二端连接至副边绕组节点105。
22.全桥整流电路130包括晶体管s1、s2、s3及s4。晶体管s3和s1的漏极连接至输出电压vout(输出电压节点101)。晶体管s4和s2的源极连接至输入电压vin的负端(参考节点108)。晶体管s3的源极连接至晶体管s4的漏极以形成开关节点，该开关节点连接至副边绕组w2的第二端(副边绕组节点106)。晶体管s1的源极连接至晶体管s2的漏极以形成开关节点，该开关节点连接至副边绕组w2的第一端。副边绕组w2的第一端连接至副边绕组w1的第二端。
23.用于对噪声进行滤波的输入电容c
in1
跨接在输入电压vin的两端。输出电容co跨接在输出电压vout的两端以对全桥整流电路130输出的信号进行滤波。电阻r
l
代表llc谐振变换器100的负载。
24.图2示出了依据本发明一实施例的电源电路200的示意图。电源电路200包括llc谐振控制器201及llc谐振变换器100。llc谐振控制器201可包括市售的llc谐振控制器，或者由现有的谐振控制器改进得到。llc谐振控制器可从各种供货商取得，例如从芯源系统股份有限公司(monolithic power systems,inc)取得。llc谐振控制器201可以用于产生控制信号以驱动llc谐振变换器100的晶体管(即晶体管q1、q2、s1、s2、s3及s4)的栅极从而控制晶体管进行导通及关断切换。本领域技术人员应当了解控制信号可控制mosfet的栅源电压而导通或关闭mosfet。
25.llc谐振控制器201控制晶体管q1和q2以在开关节点103产生方波以激发谐振电路120产生正弦波信号。依据副边绕组w1和w2的匝数比而缩放调整该正弦波信号。在一实施例中，副边绕组w1和w2的匝数比为1:1。然而，可依据实际应用的不同缩放需求而调整副边绕组w1和w2的匝数比。llc谐振控制器201控制晶体管sl～s4以对缩放后的正弦波信号进行整流。输出电容co对整流后的信号进行滤波以产生输出电压vout，而送到负载r
l
。在一般情况下，谐振电路120作为电压分压器。在不发生谐振的时候，谐振电路120的阻抗增加而因此降低输出电压vout。llc谐振控制器201调整晶体管q1和q2的开关频率(因此调整谐振电路120的工作频率)以将输出电压vout维持在控制范围内。
26.现在参照图3～5说明电源电路200的操作的一个例子。图3示出了电源电路200的信号的仿真的波形图。图4及图5分别示出了在正半周期和负半周期的llc谐振变换器100的示意图。
27.图3示出了通过谐振电感lr的电流ilr的波形223，纵轴为电流，单位为安培。应注意的是，电流ilr是正弦波。据此，流过副边绕组w1及副边绕组w2的电流也是正弦波。
28.在图3的实施例中，波形224示意出了用于控制晶体管q1、s2及s3进行导通和关闭切换的控制信号(栅源电压vgs)，纵轴为电压，单位为伏特。波形225示意出了用于控制晶体管q2、s1及s4进行导通和关闭切换的控制信号(栅源电压vgs)，纵轴为电压，单位为伏特。在
图3的实施例中，横轴为时间，单位为微秒。t0到t1的时段为电流ilr流向为正向的正半周期，即电流从开关节点103流向副边绕组w1的周期。t1到t2的时段为电流ilr流向为负向的负半周期，即电流从副边绕组w1流向开关节点103的周期。
29.图4示出了在正半周期(即图3的t0到t1的时段)的llc谐振变换器100的示意图。在正半周期，晶体管q2、s1及s4为导通状态，而晶体管q1、s2及s3为关断状态。为了方便说明，未在正半周期工作的其他组件并未在图4中示出。
30.当晶体管q2为导通状态且晶体管q1为关断状态时，电流ilr以正向流过谐振电感lr再流向副边绕组w1(如箭头301所示)。此时图3的波形223在t0到t1的时段反映了电流ilr为一个正的数值。依据变压器的圆点标示的极性，正电流ilr通过变压器产生从副边绕组w2流向晶体管s1的源极的感应电流(如箭头302所示)，再从晶体管s1流向输出电压节点101(如箭头303所示)。在正半周期，通过晶体管s1的电流和通过晶体管q2的电流皆为通过晶体管s4的电流的两倍。
31.图5示出了在负半周期的llc谐振变换器100的示意图，也就是图3的t1到t2的时段。在负半周期，晶体管q1、s2及s3为导通状态，而晶体管q2、s1及s4为关断状态。为了方便说明，未在负半周期工作的其他组件并未在图5中示出。
32.当晶体管q1为导通状态且晶体管q2为关断状态时，电流ilr以负向流过谐振电感lr，即从副边绕组w1流向开关节点103(如箭头351所示)，再从开关q1流向输出电压节点101。此时图3的波形223在t1到t2的时段反映了电流ilr为一个负的数值。依据变压器的圆点标示的极性，负电流ilr通过变压器产生从副边绕组w2流向晶体管s3的源极的感应电流(如箭头352所示)，再从晶体管s3流向输出电压节点101。在图5的实施例中，通过晶体管s2的电流(如箭头353所示)和通过晶体管q1的电流皆为通过晶体管s3的电流的两倍。
33.相较于传统的拓扑，在llc谐振变换器100中，流过晶体管q1的电流、流过晶体管q2的电流及流过谐振电容cr的电流皆变为两倍。增加了流过谐振电容cr的电流可能会造成轻微的效率损失。然而，这种llc谐振变换器100的新的拓扑带来了更多优势以抵销轻微的效率损失。首先，变压器t1的原边绕组可被省略，因此允许将变压器t1设置在印刷电路板(pcb)上而减少pcb的层数。第二个优点是，因为输入电压vin和输出电压vout位于变压器t1的同一侧，从输入电压vin到输出电压vout的直流转换可降低流过晶体管s3的电流和流过晶体管s4的电流。第三个优势在于，开关半桥电路110具有较少数量的晶体管，而因此对应的降低了功率损失，并且降低了需要驱动开关半桥电路110的驱动器的数量。第四个优点是，由于晶体管q1的源极连接至输出电压vout，晶体管q1的源极电压更稳定而可降低噪声。除此之外，晶体管q1和q2的漏源电压vds降低了大约25％，例如大约为输入电压的75％。
34.图6示出了依据本发明一实施例的产生llc谐振变换器的输出电压的方法400的流程图。可使用llc谐振变换器100的各个电路组件来执行方法400。应当理解的是，在不影响本发明的价值的情况下，也可使用其他电路组件来执行方法400。
35.在方法400中，如步骤401，开关半桥电路接收dc输入电压。开关半桥电路包括两个开关。如步骤402，交错地导通和关断开关半桥电路的两个开关以激发谐振电路产生流过变压器的第一副边绕组的正弦波电流。如步骤403，通过流过变压器的第一副边绕组的正弦波电流感应产生流过变压器的第二副边绕组的正弦波电流。如步骤404，采用全桥整流器对流过变压器的第二副边绕组的正弦波电流进行整流。如步骤405，采用输出电容对全桥整流器
的整流输出信号进行滤波以产生被负载接收的dc输出电压。
36.本发明公开了一种新的llc谐振变换器和包括llc谐振变换器的电源电路。本领域技术人员可知本发明不限于本文上述的特定示出和描述的内容。相对地，本发明的保护范围由权利要求所定义，且包含上述描述地多种不同特征的组合及部分组合，还包含本领域技术人员在阅读上述描述可得且不属于现有技术的该些特征的变型及修正的组合及部分组合。