一种并网逆变器

1.本发明涉及力电子技术领域，尤其是一种并网逆变器。


背景技术：

2.进入新世纪以来，我国经济社会的飞速发展离不开各类能源的消耗，其中以煤炭与石油为首的化石能源占其绝大部分。但是，化石能源的使用往往会生成各类污染源，破坏环境，与我国加强生态文明建设相悖，并且化石能源属于不可再生能源，因此寻找一种新型清洁能源替代化石能源成为我国能源领域的一大重点。太阳能作为新型清洁能源的一种，一经发现便受到人们的广泛关注，其具有的普遍、无害、巨大、长久的优点，使其在各个新型能源中脱颖而出，成为各学者重点研究利用的能源之一。光伏发电是有效利用太阳能的一种方式，光伏逆变器是光伏发电系统中的重要环节，使用不同的光伏逆变器，会使光伏系统的能源转换效率、适用场合等发生改变，因此为了应对不同场合，同时提高能源转换效率，不同结构、控制策略的光伏逆变器不断被提出。光伏系统的输入会随着日照强度、湿度等环境因素发生扰动，为了使其输出保持稳定，要求光伏逆变器需要拥有升降压能力。部分传统电路中使用了变压器来获得升降压能力，其中分为工频变压器和高频变压器两种，但不论是哪种都存在系统体积大、逆变效率低、响应速度慢等问题。若采用前级dc-dc升降压，后级dc-ac逆变的方式，可以解决变压器所带来的各种问题，但两级的结构使系统的效率和安全性无法得到保障。针对传统电路的不足，单级非隔离型逆变器应运而生，此类电路具有逆变效率高、系统体积小、控制方法简单等优点，但是由于其光伏电池板与输出侧不存在电气隔离，光伏电池板与大地之间存在寄生电容，容易引起漏电流，从而影响光伏系统的安全运行。


技术实现要素：

3.为了解决现有电路的问题，本发明提出了一种能够完全消除光伏电池板的对地漏电流，易于并网运行，能通过自身的升降压功能适应中小功率输入侧扰动应用场景且无电解电容的新型逆变器。
4.为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
5.一种并网逆变器，包括直流电源、四个开关管、两个二极管、两个电容和三个电感；直流电源p端通过第一开关管s1与第一电感l1、第四开关管s4的一端、第一二极管d1的阴极端相连；第四开关管s4的另一端与第一电容c1的一端相连，第一电容c1的另一端与第二二极管d2的阴极、第二电感l2的一端相连；第一二极管d1的阳极通过第三开关管s3与第二电感l2的另一端相连，且通过滤波电感lf与负载或电网相连；
6.直流电源n端与第一电感l1的另一端、第二二极管d2的另一端经过第二开关管s2的端点、第二电感l2的一端经过滤波电容cf的端点以及负载或电网的另一端相连。
7.本发明技术方案的进一步改进在于：直流电源n端与电网公共端b直接相连，即输入输出共地，光伏电池板中的寄生电容中将不存在极间电流，因此可以完全消除漏电流的
影响。
8.本发明技术方案的进一步改进在于：所述逆变器正半周期工作于zeta模式，负半周期工作于buck-boost模式，利用zeta变换器的正向输出特性与buck-boost变换器的反向输出特性实现输出交流信号。
9.本发明技术方案的进一步改进在于：输出的交流电电压在直流电源输入电压e前后的一定范围内可调。
10.本发明技术方案的进一步改进在于：所述逆变器中两个电容均不采用电解电容，实现了无电解电容化。
11.本发明技术方案的进一步改进在于：第一电容c1与滤波电容cf均使用聚丙烯膜电容。
12.本发明技术方案的进一步改进在于：输出为电流信号，易于并网运行。
13.本发明技术方案的进一步改进在于：对于正半周期，电路工作在zeta模式：
[0014][0015][0016][0017]
电流纹波系数为
[0018][0019]
电压纹波系数为
[0020][0021]
上述式中d为第一开关管s1的占空比、p为输出功率、uo为输出电压有效值、fs为第一开关管s1的开关频率；
[0022]
其中，滤波器滤波电感lf＝3mh，滤波电容cf＝4.7μf；
[0023]
电路工作在buck-boost模式：
[0024][0025]
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
[0026]
1、输入侧光伏电池板n端与输出侧负载端或电网公共端b短接，光伏电池板对地寄生电容被短路，不存在极间电流，从而实现完全消除漏电流。
[0027]
2、无需使用变压器或前级电路结构，便可实现升降压逆变。说明书附图中图10、图11、图12、图14、图15、图16分别佐证了该逆变器在电感电流连续工作模式、电感电流断续工作模式下具有升压、平压、降压逆变的能力。
[0028]
3、电路中第一电容c1的取值以及耐压要求相对其他逆变电路低，使用非电解电容能够实现电路基本功能，实现系统的去电解电容化。同时第一电感l1、第二电感l2的取值较低，能够实现逆变电路轻量化。
[0029]
4、整个逆变电路中仅使用了四个开关管，说明书附图中图2展示了各个开关管的驱动信号波形，其中三个开关管处于工频工作状态，能有效的减少系统损耗，降低运行成本。
[0030]
5、电路输出为电流量，易于并网运行。
[0031]
6、控制结构简单，说明书附图中图18展示了该电路的控制结构，仅使用一个单电压/电流环便能拥有良好的跟踪性能以及响应速度。
附图说明
[0032]
图1是本发明的电路示意图；
[0033]
图2是本发明电路的调制信号以及开关管驱动信号示意图；
[0034]
图3是本发明电路的工作模态ⅰ示意图；
[0035]
图4是本发明电路的工作模态ⅱ示意图；
[0036]
图5是本发明电路的工作模态ⅲ示意图；
[0037]
图6是本发明电路的工作模态ⅳ示意图；
[0038]
图7是本发明电路的工作模态
ⅴ
示意图；
[0039]
图8是本发明电路的工作模态ⅵ示意图；
[0040]
图9是本发明电路在电感电流连续模式下第一电感电流、第一电容电压、第二电感电流波形图；
[0041]
图10是本发明电路在电感电流连续模式下进行升压逆变，直流输入电压以及出交流输出电压波形图；
[0042]
图11是本发明电路在电感电流连续模式下进行平压逆变，直流输入电压以及出交流输出电压波形图；
[0043]
图12是本发明电路在电感电流连续模式下进行降压逆变，直流输入电压以及出交流输出电压波形图；
[0044]
图13是本发明电路在电感电流断续模式下第一电感电流、第一电容电压、第二电感电流波形图；
[0045]
图14是本发明电路在电感电流断续模式下进行升压逆变，直流输入电压以及交流输出电压波形图；
[0046]
图15是本发明电路在电感电流断续模式下进行平压逆变，直流输入电压以及交流输出电压波形图；
[0047]
图16是本发明电路在电感电流断续模式下进行降压逆变，直流输入电压以及交流输出电压波形图；
[0048]
图17是本发明输出电压与输出电流波形图；
[0049]
图18是本发明电路的控制电路结构图。
具体实施方式
[0050]
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
[0051]
传统的光伏逆变器通常采用改进调制策略或者改进电路结构来抑制漏电流问题。若使用改进调制策略的方法，对控制系统的要求将比其他电路高，同时会降低系统的可靠
性。若采用改进电路结构的方法，往往为了消除差模电压的影响会采用对称设计，从而导致系统使用器件数目增多、体积增大，引发损耗增大，降低系统逆变效率等问题。同时上述两种方法只能够在一定程度上抑制漏电流，当系统的外部环境极端，导致光伏电池板的寄生电容值与理论设计值偏差较大，此时系统的可靠性将无法得到保证。本发明采用输入输出共地设计，光伏电池板的对地寄生电容支路被短路，因此无论外部环境导致寄生电容的容值发生什么样的改变，系统都将不存在漏电流。
[0052]
传统的光伏逆变器通常只能实现降压逆变，即使是某些改进电路，也只能在较窄的范围内实现升降压，如2022年roopa viswadev damodaran等在ieee access发表的文章a common ground four quadrant buck converter for dc-ac conversion中提出了一种基于改进buck变换器的共地型逆变器，其电路结构简单，采用共地型设计，能够完全消除漏电流，但是其电压增益范围窄，电路的最低运行电压高，因此在恶劣天气的情况下该电路更容易发生停机。本发明提出的一种新型逆变器，具有宽范围的升降压能力，能够适应极端环境下输入侧扰动，能够应用到更多输入扰动较大的场合中。
[0053]
现有的大部分共地型逆变器方案中，为了追求工作原理的对称以及输入输出共地设计，电路正负半周期的工作回路通常为同种变换器，如此一来，为了保证电路的基本特性不变，同时为了防止电路中产生寄生回路，会使用较多开关管器件以及储能器件，导致电路的结构复杂性大大增加，同时电路的损耗较高，如sze sing lee等在ecce-asia发表的文章a common-ground-type single-stage buck-boost inverter with sinusoidal output voltage中提出的一种基于buck-boost变换器的共地型逆变器，其电路中一共使用了八个开关管，结构复杂，电路损耗大。本发明绕过追求对称的固有思维，将zeta与buck-boost这两种不同却又存在共同点的变换器有机结合，极大简化结构的同时，保证了电路的升降压能力以及输入输出共地，仅使用了四个开关管，并且其中有三个开关管属于工频工作状态，电路的损耗较低。
[0054]
电解电容存在寿命短、性能受温度影响大、对机械应力敏感等缺点，对电路整体的使用寿命影响较大，增加系统的运维成本。本发明提出的一种新型逆变器，实现了无电解电容化，电路中所有电容均为非电解电容，从而使电路的寿命得到延长，降低运维成本。
[0055]
实施例1
[0056]
本发明提出的一种并网逆变器。由图中可知该电路为输入电源e、四个开关管、两个二极管、两个电容和三个电感组成；
[0057]
直流母线p端通过第一开关管s1与第一电感l1、第四开关管s4的一端、第一二极管d1的阴极端相连；第四开关管s4的另一端与第一电容c1的一端相连，第一电容c1的另一端与第二二极管d2的阴极、第二电感l2的一端相连；第一二极管d1的阳极通过第三开关管s3与第二电感l2的另一端相连，且通过滤波电感lf与负载或电网相连。
[0058]
直流母线n端与第一电感l1的另一端、第二二极管d2的另一端经过第二开关管s2的端点、第二电感l2的一端经过滤波电容cf的端点以及负载或电网的另一端相连。
[0059]
本发明电路的开关管驱动信号由图2所示。当输出电压为正半周期时，第一开关管s1处于高频开关状态，第二开关管s2与第四开关管s4处于保持导通状态，第三开关管s3处于保持关断状态。当输出电压为负半周期时，第一开关管s1处于高频开关状态，第二开关管s2与第四开关管s4处于保持关断状态，第三开关管s3处于保持导通状态。
[0060]
根据图2所示的驱动信号波形，以及第一电感的取值大小，本发明电路可分为电感电流连续、电感电流断续两种工作模式。
[0061]
若逆变器工作在电感电流连续工作模式下，为了使逆变器的输入输出线性化，采用了一种非线性调制技术；若逆变器工作在电感电流断续工作模式下，采用的调制方法为spwm调制。占空比信号如图2所示。
[0062]
其中电感电流连续工作模式中可分为四种工作模态，其中输出电压为正半周期的有工作模态ⅰ、ⅱ，输出电压为负半周期的有工作模态ⅲ、ⅳ，具体如下：
[0063]
工作模态ⅰ[0064]
在该模态下电路的工作形式如图3所示。第一开关管s1、第二开关管s2、第四开关管s4处于导通状态，第三开关管s3处于关断状态。电源e经过第一开关管s1向第一电感l1充电，同时经过第一开关管s1、第四开关管s4、第一电容c1、第二电感l2、滤波电感lf给负载侧供电。第一电容c1经过第二电感l2、滤波电感lf给负载侧供电。
[0065]
工作模态ⅱ[0066]
在该模态下电路的工作形式如图4所示。第二开关管s2、第三开关管s4处于导通状态，第一开关管s1、第三开关管s3处于关断状态。第一电感l1经过第二开关管s2、第四开关管s4、第二二极管d2给第一电容c1充电。第二电感l2经过滤波电感lf、第二开关管s2、第二二极管d2给负载侧续流。
[0067]
工作模态ⅲ[0068]
在该模态下电路的工作形式如图5所示。第一开关管s1、第三开关管s3处于导通状态，第二开关管s2、第四开关管s4处于关断状态。电源e经过第一开关管s1向第一电感l1充电。滤波电感lf经过滤波电容cf给负载侧反向续流。
[0069]
工作模态ⅳ[0070]
在该模态下电路的工作形式如图6所示。第三开关管s3处于导通状态，第一开关管s1、第二开关管s2、第四开关管s4处于关断状态。第一电感l1经过滤波电感lf、第三开关管s3、第一二极管d2给负载侧反向供电。
[0071]
以上四种工作模态可用表1表示。
[0072]
表1连续模式下逆变器开关管组合状态
[0073]
工作模态uabs1s2s3s4对应附图ⅰ》01101图3ⅱ》00101图4ⅲ《01010图5
[0074]
对于电感电流断续工作模式中可分为六种工作模态，其中输出电压为正半周期的有工作模态ⅰ、ⅱ、
ⅴ
，输出电压为负半周期的有工作模态ⅲ、ⅳ、ⅵ，而工作模态ⅰ、ⅱ与连续模式下的工作模态ⅰ、ⅱ相同，工作模态ⅲ、ⅳ与连续模式下的工作模态ⅲ、ⅳ相同。工作模态
ⅴ
、ⅵ具体如下：
[0075]
工作模态
ⅴ
[0076]
在该模态下电路的工作形式如图7所示。第二开关管s2、第三开关管s4处于导通状态，第一开关管s1、第三开关管s3处于关断状态。第一电感l1上的能量释放完毕，第一电容c1通过第二电感l2、滤波电感lf、第四开关管s4给负载侧供电，同时给第一电感l1充电。
[0077]
工作模态ⅵ[0078]
在该模态下电路的工作形式如图8所示。第三开关管s3处于导通状态，第一开关管s1、第二开关管s2、第四开关管s4处于关断状态。第一电感l1上的能量释放完毕，滤波电容cf通过滤波电感lf给负载侧续流。
[0079]
以上六种工作模态可用表2表示。
[0080]
表2断续模式下逆变器开关管组合状态
[0081]
工作模态uabs1s2s3s4对应附图ⅰ》01101图3ⅱ》00101图4
ⅴ
》00101图7ⅲ《01010图5ⅳ《00010图6ⅵ《00010图8
[0082]
本发明所提电路为简化分析，做如下假设：
[0083]
(1)电路中所有元器件均为理想器件；(2)电路工作于稳定状态。
[0084]
由于本发明逆变器由zeta电路与buck-boost电路组合而成，因此可以分别对两个电路进行分析。电路中各个无源器件参数均可使用zeta、buck-boost电路的计算方法进行计算。
[0085]
对于正半周期，电路工作在zeta模式，有：
[0086][0087][0088][0089]
定义电流纹波系数为
[0090][0091]
定义电压纹波系数为
[0092][0093]
上述式中d为第一开关管s1的占空比、p为输出功率、uo为输出电压有效值、fs为第一开关管s1的开关频率。
[0094]
其中，滤波器滤波电感lf＝3mh，滤波电容cf＝4.7μf。
[0095]
由于第一电容c1、第二电感l2仅在正半周期zeta工作模态中启用，因此其取值可以直接分别由式(2)、式(3)决定，而第一电感l1在负半周期buck-boost工作模态中也处于工作状态，因此第一电感l1的取值需要与buck-boost的计算公式综合分析。
[0096]
由公式(3)可知，在中小功率的情况下，第一电容c1的取值很小，同时第一电容c1两端电压为输出电压，所需要的耐压也较小，因此无需使用电解电容。
[0097]
对于负半周期，电路工作在buck-boost模式，有：
[0098][0099]
通过式(1)、式(6)可以得到第一电感l1的取值。
[0100]
其中，滤波电感lf和滤波电容cf推倒过程如下：
[0101]
cl滤波器的传递函数为：
[0102][0103]
该cl滤波器是一个典型ⅱ阶系统，通过式(7)可知，滤波器的自然振荡角频率与阻尼系数为：
[0104][0105]
lc滤波器的工作受到阻尼比和转折频率fn的影响，取最佳阻尼比ξ＝0.707。在设计时需要使自然振荡频率远小于逆变器的开关频率fs，才能有效的滤除开关频率及其整数次倍频率周围频带的谐波。同时该自然振荡频率需要远大于基波频率fe，即：
[0106]
10fe《fn《0.1fsꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0107]
根据上述关系，最终确定滤波器滤波电感lf＝3mh，滤波电容cf＝4.7μf。