单相电压型逆变器整流器负载输入电流低频谐波抑制方法

1.本发明涉及单相逆变器技术领域，尤其是单相电压型逆变器整流器负载输入电流低频谐波抑制方法。


背景技术：

2.能源是经济和社会发展的重要物质基础，也是提高人们生活水平的先决条件。目前最常用的能源主要是煤炭、石油和天然气等化石能源，随着经济的快速发展，能源需求不断增长，这类不可再生化石能源的储量已经日趋枯竭；同时化石能源大量使用产生的一系列环境问题，像大气污染、全球变暖等都在对我们的生产和生活产生着不利影响。相比于化石能源，以太阳能、风能为代表的新能源具有清洁、无污染、储量大等优点，因此新能源发电技术(如光伏发电、燃料电池等)得到了广泛的应用。
3.当太阳能电池、燃料电池或蓄电池等直流电源对交流负载供电时，需要使用逆变器将直流电变换成工频交流电，在中小功率领域，单相逆变器应用最为广泛。但无论是单级、准单级或两级型单相逆变器电路结构，其输入直流侧电流含有大量的低频偶次谐波。在线性负载情况下，输入侧谐波为二次谐波，在非线性负载情况下，输入侧谐波包括二次、四次、六次等低频偶次谐波，成分更加复杂。输入直流侧低频谐波会影响燃料电池发电系统的正常运行，导致其损耗增大、系统的动态响应慢、电池寿命短等问题；在光伏发电系统中，直流侧低频谐波电流会影响光伏电池最大功率点跟踪(mppt)，降低光伏电能利用率；同时，低频谐波电流会造成蓄电池老化，寿命减少等问题。因此，单相逆变器输入侧电流低频谐波抑制技术对于新能源发电系统具有重要的意义。
4.利用电感、电容的无源滤波技术是抑制电流低频谐波最简单的方法，但需要的滤波电感和滤波电容的容量都非常大，一般采用电解电容进行滤波，电解电容寿命较短，会直接影响变换器的使用寿命。此外，lc参数变化对于滤波效果的影响较大，当负载为非线性负载时，需要多组lc进行滤波,逆变器的体积和成本更大。两级式逆变器的有源控制技术，通过在前级dc-dc变换器的控制环节中引入二次陷波器，使中间母线电容缓冲两倍频电流谐波能量，从而抑制输入电流低频谐波，但其控制策略复杂，且直流母线电压波动对后级逆变器输出波形有一定的影响。
5.逆变器输入直流侧有源滤波技术，通过在逆变器直流母线上并联一个单相全桥有源电力滤波器，根据检测得到的谐波电流，使电感产生相应的电流补偿到直流母线上，从而消除输入侧电流低频谐波。此外，有学者提出将双向buck直流变换器并联在直流母线上作为有源直流滤波电路，电感作为解耦电容和直流母线间二次谐波能量的转换媒介，控制解耦电容上电压使之产生二次脉动功率以补偿负载二次脉动功率。在直流侧有源滤波电路中，低频脉动功率的流通路径长，变换器的损耗大，而且现今的研究主要局限于线性负载，尚未见到对整流器等非线性负载下输入电流低频谐波抑制技术的研究。
6.逆变器输出侧的功率解耦电路中，输出滤波电容同时作为功率解耦电容，谐波电流传输路径短，现有的研究主要集中在线性负载情况，而整流器负载下负载功率谐波分布
更复杂，造成逆变器输入侧电流谐波的成分更多，相关的检测与谐波抑制方法的研究尚未开展。因此，寻求一种更有效的整流器负载下单相逆变器输出侧功率解耦电路的控制策略，对于减小输入电流谐波含量、提高新能源利用率，延长储能元件的使用寿命，改善新能源发电系统整体的动态响应和安全性均具有重要的意义。


技术实现要素：

7.本发明提出单相电压型逆变器整流器负载输入电流低频谐波抑制方法，能有效解决单相电压型逆变器带整流器负载时输入电流含有大量低频谐波的问题，通过输出侧功率解耦控制策略来减小输入电流低频谐波成分，有效提高系统运行效率，改善新能源发电系统整体的动态响应和安全性。
8.本发明采用以下技术方案。
9.单相电压型逆变器整流器负载输入电流低频谐波抑制方法，用于解决单相电压型逆变器带整流器负载时输入电流含有大量低频谐波的问题，所述方法中，通过对逆变器的输出脉动功率p计算分离得到各偶次脉动功率，从而得到滤波电容上需要叠加的各偶次谐波电压，将提取的各偶次谐波电压和直流量相加后作为基准电压，通过控制功率开关s5、s6，使解耦电容电压跟踪基准电压，使脉动功率回路限制在交流输出侧，从而抑制逆变器输入侧低频电流谐波；所述滤波电容即解耦电容。
10.所述单相电压型逆变器在整流器负载下的电路，包含输入直流电源u
in
，一组全控逆变桥s1～s4，在单相全桥逆变器基础上附加由两个功率开关s5、s6构成的桥臂，输出滤波电感为l1、l2，输出滤波(解耦)电容为c1、c2；两个输出滤波电容同时作为功率解耦电容，通过在两个输出滤波电容上补偿直流电压和低频偶次谐波电压，从而消除输入侧低频偶次电流谐波。
11.单相电压型逆变器在整流器负载下输入电流至低频谐波抑制电路，该电路包括输入直流电源u
in
；输入侧滤波电容c
in
；全控逆变桥s1、s2、s3、s4；附加功率开关管s5、s6；滤波电感l1、l2及寄生电阻r1、r2；滤波(解耦)电容c1、c2；二极管d1、d2、d3、d4；电感l3；电容c3；电阻r；其中开关管s1、s2构成a桥臂，开关管s3、s4构成b桥臂，开关管s5、s6构成d桥臂。
12.逆变器输出脉动功率p由两个解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率和负载功率构成；通过提取出负载功率po和两个解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率p
c2
，两类功率相加得到逆变器输出脉动功率p；再对逆变器输出脉动功率p中各次分量进行分离，得到各偶次脉动功率分量p
nω
(n＝2,4,6,
…
)，通过运算得到解耦电容上需要补偿的各偶次谐波电压u
cn
(n＝2,4,6,
…
)；
13.逆变器的逆变部分的等效电路中，电容电流i
c1
、i
c2
中基波电流幅值相等，相位相差180
°
；电容电压u
c1
、u
c2
中基波电压幅值相等，相位相差180
°
；逆变器的输出功率解耦部分的等效电路中，电容电流i
c1
、i
c2
中偶次谐波电流瞬时值完全相等；电容电压u
c1
、u
c2
中偶次谐波电压瞬时值也完全相等；
14.功率解耦电路的解耦电容需要叠加的各偶次谐波电压的提取方法如下：由输出电压瞬时值uo、输出电流瞬时值io得到负载功率po；由两个解耦电容上电容电压u
c1
、u
c2
和电容电流i
c1
、i
c2
得到由基波电压分量产生的二次功率p
c2
，且po p
c2
＝p；两个解耦电容电压由直流电压与低频偶次电压构成，需要补偿p中的低频脉动功率；
15.对输出脉动功率p的各次分量进行分离，以得到解耦电容上需要叠加的第n(n＝2，4，6，8
…
)次谐波电压u
cn
，具体为：假设t为输出电压基波周期，首先在每个开关周期采样并存储逆变器输出脉动功率p，定义p
α
＝p，对脉动功率p
α
延时t/4n得到p
β
；然后利用矩阵am对p
α
、p
β
进行矩阵变换，得到功率p
dn
、p
qn
；公式为：
[0016][0017]
其中：m＝n；ω为交流侧输出电压基波角频率；
[0018]
得到的功率序列p
dn
、p
qn
包含直流量和交流量，经过均值滤波环节后得到直流功率量再利用矩阵a
mt
对进行反变换还原，得到分离出的第n次脉动功率分量p
dnω
、p
qnω
：
[0019][0020]
将分离出的n次输出脉动功率分量p
dnω
延时t/4n，得到解耦电容上需要叠加的n次谐波电压u
cn
为：
[0021][0022]
其中：c1为解耦电容容值，两个解耦电容容值相等；u
dc
为解耦电容上直流电压分量，u
dc
等于a、b桥臂上直流量u
dc1
与d桥臂上直流量u
dc2
之差；
[0023]
将解耦电容上需要叠加的n次谐波电压u
cn
相加后，再加上解耦电容上直流电压分量u
dc
后得到功率解耦电路的基准信号；使两个解耦电容电压叠加的直流分量和谐波电压相同，构造(u
c1
u
c2
)/2作为输出功率解耦桥臂电容电压反馈信号，采用多谐振准pr控制，使(u
c1
u
c2
)/2高精度地跟踪基准信号，使脉动功率回路限制在交流输出侧，从而有效抑制逆变器直流输入侧的低频电流谐波。
[0024]
所述解耦电容处的电压包含直流分量和交流分量，两个解耦电容的电容电压u
c1
、u
c2
分别为：
[0025][0026][0027]
其中：u
dc
为解耦电容上直流电压分量，u
dc
等于a、b桥臂上直流量u
dc1
与d桥臂上直流量u
dc2
之差；uo为整流器负载电压峰值；u
cn
、分别为解耦电容上叠加的n次谐波电压分量的峰值和初始相角(n＝2，4，6，8
…
)；ω为交流侧输出电压基波角频率，ω＝100πrad/s)；
[0028]
两个解耦电容容值都为c1，则两个解耦电容上的电容电流i
c1
、i
c2
分别为：
[0029][0030][0031]
由公式1～公式4，得到解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率p
c2
为：
[0032][0033]
负载电流io含有1、3、5、7和9次谐波电流分量，设负载电流io为：
[0034][0035]
其中：ih、分别为负载电流中h次谐波电流分量的峰值和初始相角(h＝1，3，5，7，9
…
)；
[0036]
负载功率po为：
[0037][0038]
由公式5和公式7，得到逆变器输出脉动功率p为：
[0039][0040]
则输出脉动功率p中各偶次脉动功率分量为：
[0041][0042]
由公式(9)可知，p中的偶次脉动功率是由输出基波电压和奇数次谐波电流产生的，由于奇数次谐波电流的幅值和相位检测复杂且实时性差，无法通过计算谐波电流的幅值和相位得到p
nω
(t)(n＝2,4,6,
…
)；需要对p直接采样并进行变换得到p
nω
(t)，设t为逆变器输出电压基波周期，为了分离出第n次(n＝2，4，6，8
…
)脉动功率分量p
nω
(t)，先将采样得到的输出脉动功率p延时t/4n，然后通过矩阵am(m＝n)进行变换，对得到的脉动功率进行均值滤波，最后将得到的直流功率量经过矩阵a
mt
进行反变换还原，得到需要提取的第n次脉动功率分量p
nω
(t)；其中，变换矩阵am和a
mt
分别为：
[0043][0044][0045]
例如：当分离脉动功率2次分量时，首先对脉动功率pa(pa＝p)进行延时t/8，得到的2次延时功率p
β
为：
[0046][0046][0047]
利用矩阵a2对p
α
、p
β
进行变换，得到变换后的功率p
d2
、p
q2
为:
[0048][0049]
功率p
d2
、p
q2
由直流量和交流量构成，对p
d2
、p
q2
进行均值滤波，得到直流功率为：
[0050][0051]
利用矩阵a
2t
对直流功率进行反变换还原，得到需要提取的2次脉动功率分量p
d2ω
、p
q2ω
为：
[0052][0053]
令p
2ω
＝p
d2ω
，由公式8和公式15可知，p
2ω
等于p中二次脉动分量；通过该方法可以把p中二次脉动成分p
2ω
提取出来；用相同的方法把p中四次、六次、八次脉动成分p
4ω
、p
6ω
、p
8ω
提取出来；
[0054]
由公式1～公式4，得到两个解耦电容上由偶次谐波电流和直流偏置电压u
dc
产生的偶次脉动功率p
ω
为
[0055][0056]
使公式16与公式9中的频率相同的脉动功率之和为零，即利用解耦电容上的脉动功率p
ω
补偿输出脉动功率，则有：
[0057][0058]
对提取的各偶次脉动功率分量p
nω
延时t/4n(n＝2，4，6，8
…
)，得：
[0059][0060]
则两个解耦电容上需要补偿的各偶次谐波电压为：
[0061][0062]
当u
dc
和c1取较大时，u
cn
的幅值比较小，偶次电压与偶次电流之间产生其他偶次脉动功率幅值很小，所引起的输入电流脉动量也很小，计算时忽略；将解耦电容上需要补偿的n次谐波电压u
cn
相加后，再加上解耦电容上直流电压分量u
dc
后得到功率解耦电路的基准信号u
cref
，通过控制功率开关s5、s6，使解耦电容电压的平均值(u
c1
u
c2
)/2跟踪基准电压，从而使脉动功率回路限制在交流输出侧，以抑制输入侧低频电流谐波。
[0063]
所述单相电压型逆变器在整流器负载下的控制方法为：逆变器进行单极性spwm调
制，载波选择三角波；a桥臂、b桥臂和d桥臂控制相互独立，每个桥臂上的功率开关互补开通；桥臂a工作时，当调制波ua大于载波uc时，s1开通s2关断；当调制波ua小于载波uc时，s1关断s2开通；同理，功率开关s3与s4对称，功率开关s5与s6对称；
[0064]
逆变桥臂s1～s4采用电压电流双闭环pi控制，pi控制器的传递函数如以下公式20所示，
[0065][0066]
输出功率解耦桥臂s5～s6采用电容电压多谐振准pr控制，多谐振准pr控制器的传递函数如以下公式21所示，
[0067][0068]
公式20、公式21中，
[0069]kp
为比例系数；ki为积分系数；k
rn
为谐振系数；ωc为准pr控制器的截至频率；ωo为基波角频率，ωo＝100πrad/s；
[0070]
两个解耦电容上基波电流幅值相等，相位相差180
°
；基波电压幅值相等，相位相差180
°
，构造电容电流(i
c1-i
c2
)/2作为逆变桥臂电流内环反馈信号，输出电压uo作为逆变桥臂电压外环反馈信号；
[0071]
两个解耦电容电压叠加的直流分量和低频偶数次谐波电压相等，构造(u
c1
u
c2
)/2作为输出功率解耦桥臂电容电压反馈信号。
[0072]
本发明提供了一种单相电压型逆变器带整流器负载时输入电流低频谐波抑制方法。单相电压型逆变器采用输出功率解耦电路，输出滤波电容拆分为两个且同时作为功率解耦电容。整流器负载下，输出功率包含大量低频偶次脉动分量，会导致输入电流产生相应的低频偶次谐波分量。为抑制输入侧电流低频谐波，通过检测整流器负载的脉动功率，运算得到输出滤波(解耦)电容上需要补偿的各偶次谐波电压，通过附加功率开关使两个输出滤波电容上分别叠加直流和各低频偶次谐波电压，使其产生的各低频偶次脉动功率能够抵消负载所产生的各低频偶次脉动功率，从而减小输入电流低频谐波。
[0073]
本发明的优点在于：本发明针对单相逆变器在整流器负载下存在的输入电流含有大量低频谐波问题导致系统运行效率低、所连接的储能元件使用寿命短的问题，提出了一种输出侧功率解耦控制策略，能有效抑制输入侧低频电流谐波，从而提高变换器运行效率，提高系统整体的动态响应和安全性。
附图说明
[0074]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
[0075]
附图1为单相电压型逆变器在整流器负载下的电路拓扑示意图；
[0076]
附图2为逆变器的逆变部分、输出功率解耦部分的等效电路示意图；
[0077]
附图3为检测逆变器输出脉动功率p得到功率解耦电路电压跟踪信号的原理示意图；
[0078]
附图4为单相电压型逆变器在整流器负载下的控制原理示意图；
[0079]
附图5为无有源滤波电路的传统单相电压型全桥逆变器的输出电压uo、输出电流io和输入电流i
in
波形示意图；
[0080]
附图6为采用本发明提出控制方法后的单相电压型逆变器在整流器负载下的输出电压uo、输出电流io和输入电流i
in
波形示意图；
[0081]
附图7为无有源滤波电路传统单相逆变器和采用本发明提出的控制方法时，输入电流i
in
频谱对比示意图。
具体实施方式
[0082]
如图所示，单相电压型逆变器整流器负载输入电流低频谐波抑制方法，用于解决单相电压型逆变器带整流器负载时输入电流含有大量低频谐波的问题，所述方法中，通过对逆变器的输出脉动功率p计算分离得到各偶次脉动功率，从而得到滤波电容上需要叠加的各偶次谐波电压，将提取的各偶次谐波电压和直流量相加后作为基准电压，通过控制功率开关s5、s6，使解耦电容电压跟踪基准电压，使脉动功率回路限制在交流输出侧，从而抑制逆变器输入侧低频电流谐波；所述滤波电容即解耦电容。
[0083]
如图1所示，所述单相电压型逆变器在整流器负载下的电路，包含输入直流电源u
in
，一组全控逆变桥s1～s4，在单相全桥逆变器基础上附加由两个功率开关s5、s6构成的桥臂，输出滤波电感为l1、l2，输出滤波(解耦)电容为c1、c2；两个输出滤波电容同时作为功率解耦电容，通过在两个输出滤波电容上补偿直流电压和低频偶次谐波电压，从而消除输入侧低频偶次电流谐波。
[0084]
单相电压型逆变器在整流器负载下输入电流至低频谐波抑制电路，该电路包括输入直流电源u
in
；输入侧滤波电容c
in
；全控逆变桥s1、s2、s3、s4；附加功率开关管s5、s6；滤波电感l1、l2及寄生电阻r1、r2；滤波(解耦)电容c1、c2；二极管d1、d2、d3、d4；电感l3；电容c3；电阻r；其中开关管s1、s2构成a桥臂，开关管s3、s4构成b桥臂，开关管s5、s6构成d桥臂。
[0085]
逆变器输出脉动功率p由两个解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率和负载功率构成；通过提取出负载功率po和两个解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率p
c2
，两类功率相加得到逆变器输出脉动功率p；再对逆变器输出脉动功率p中各次分量进行分离，得到各偶次脉动功率分量p
nω
(n＝2,4,6,
…
)，通过运算得到解耦电容上需要补偿的各偶次谐波电压u
cn
(n＝2,4,6,
…
)；
[0086]
如图2中的a部分所示，逆变器的逆变部分的等效电路中，电容电流i
c1
、i
c2
中基波电流幅值相等，相位相差180
°
；电容电压u
c1
、u
c2
中基波电压幅值相等，相位相差180
°
；如图2中的b部分所示，逆变器的输出功率解耦部分的等效电路中，电容电流i
c1
、i
c2
中偶次谐波电流瞬时值完全相等；电容电压u
c1
、u
c2
中偶次谐波电压瞬时值也完全相等；
[0087]
功率解耦电路的解耦电容需要叠加的各偶次谐波电压的提取方法如下：由输出电压瞬时值uo、输出电流瞬时值io得到负载功率po；由两个解耦电容上电容电压u
c1
、u
c2
和电容电流i
c1
、i
c2
得到由基波电压分量产生的二次功率p
c2
；且po p
c2
＝p，两个解耦电容电压由直流电压与低频偶次电压构成，需要补偿po中的低频脉动功率；
[0088]
对输出脉动功率p的各次分量进行分离，以得到解耦电容上需要叠加的第n(n＝2，4，6，8
…
)次谐波电压u
cn
，具体为：假设t为输出电压基波周期，首先在每个开关周期采样并存储逆变器输出脉动功率p，定义p
α
＝p，对脉动功率p
α
延时t/4n得到p
β
；然后利用矩阵am对
p
α
、p
β
进行矩阵变换，得到功率p
dn
、p
qn
；公式为：
[0089][0090]
其中：m＝n；ω为交流侧输出电压基波角频率；
[0091]
得到的功率序列p
dn
、p
qn
包含直流量和交流量，经过均值滤波环节后得到直流功率量再利用矩阵a
mt
对进行反变换还原，得到分离出的第n次脉动功率分量p
dnω
、p
qnω
：
[0092][0093]
将分离出的n次输出脉动功率分量p
dnω
延时t/4n，得到解耦电容上需要叠加的n次谐波电压u
cn
为：
[0094][0095]
其中：c1为解耦电容容值，两个解耦电容容值相等；u
dc
为解耦电容上直流电压分量，u
dc
等于a、b桥臂上直流量u
dc1
与d桥臂上直流量u
dc2
之差；
[0096]
将解耦电容上需要叠加的n次谐波电压u
cn
相加后，再加上解耦电容上直流电压分量u
dc
后得到功率解耦电路的基准信号；使两个解耦电容电压叠加的直流分量和谐波电压相同，构造(u
c1
u
c2
)/2作为输出功率解耦桥臂电容电压反馈信号，采用多谐振准pr控制，使(u
c1
u
c2
)/2高精度地跟踪基准信号，使脉动功率回路限制在交流输出侧，从而有效抑制逆变器直流输入侧的低频电流谐波。
[0097]
所述解耦电容处的电压包含直流分量和交流分量，两个解耦电容的电容电压u
c1
、u
c2
分别为：
[0098][0099][0100]
其中：u
dc
为解耦电容上直流电压分量，u
dc
等于a、b桥臂上直流量u
dc1
与d桥臂上直流量u
dc2
之差；uo为整流器负载电压峰值；u
cn
、分别为解耦电容上叠加的n次谐波电压分量的峰值和初始相角(n＝2，4，6，8
…
)；ω为交流侧输出电压基波角频率，ω＝100πrad/s)；
[0101]
两个解耦电容容值都为c1，则两个解耦电容上的电容电流i
c1
、i
c2
分别为：
[0102]
[0103][0104]
由公式1～公式4，得到解耦电容上由基波电压分量产生的二次功率p
c2
为：
[0105][0106]
负载电流io含有1、3、5、7和9次谐波电流分量，设负载电流io为：
[0107][0108]
其中：ih、分别为负载电流中h次谐波电流分量的峰值和初始相角(h＝1，3，5，7，9
…
)；
[0109]
负载功率po为：
[0110][0111]
由公式5和公式7，得到逆变器输出脉动功率p为：
[0112][0113]
则输出脉动功率p中各偶次脉动功率分量为：
[0114][0115]
图3为检测逆变器输出脉动功率p得到功率解耦电路电压跟踪信号的原理图；由公式(9)可知，p中的偶次脉动功率是由输出基波电压和奇数次谐波电流产生的，由于奇数次
谐波电流的幅值和相位检测复杂且实时性差，无法通过计算谐波电流的幅值和相位得到p
nω
(t)(n＝2,4,6,
…
)；需要对p直接采样并进行变换得到p
nω
(t)，设t为逆变器输出电压基波周期，为了分离出第n次(n＝2，4，6，8
…
)脉动功率分量p
nω
(t)，先将采样得到的输出脉动功率p延时t/4n，然后通过矩阵am(m＝n)进行变换，对得到的脉动功率进行均值滤波，最后将得到的直流功率量经过矩阵a
mt
进行反变换还原，得到需要提取的第n次脉动功率分量p
nω
(t)；其中，变换矩阵am和a
mt
分别为：
[0116][0117][0118]
例如：当分离脉动功率2次分量时，首先对脉动功率pa(pa＝p)进行延时t/8，得到的2次延时功率p
β
为：
[0119][0120]
利用矩阵a2对p
α
、p
β
进行变换，得到变换后的功率p
d2
、p
q2
为:
[0121][0122]
功率p
d2
、p
q2
由直流量和交流量构成，对p
d2
、p
q2
进行均值滤波，得到直流功率为：
[0123][0124]
利用矩阵a
2t
对直流功率进行反变换还原，得到需要提取的2次脉动功率分量p
d2ω
、p
q2ω
为：
[0125][0126]
令p
2ω
＝p
d2ω
，由公式8和公式15可知，p
2ω
等于p中二次脉动分量；通过该方法可以把p中二次脉动成分p
2ω
提取出来；用相同的方法把p中四次、六次、八次脉动成分p
4ω
、p
6ω
、p
8ω
提取出来；
[0127]
由公式1～公式4，得到两个解耦电容上由偶次谐波电流和直流偏置电压u
dc
产生的偶次脉动功率p
ω
为
[0128][0129]
使公式16与公式9中的频率相同的脉动功率之和为零，即利用解耦电容上的脉动功率p
ω
补偿输出脉动功率，则有：
[0130][0131]
对提取的各偶次脉动功率分量p
nω
延时t/4n(n＝2，4，6，8
…
)，得：
[0132][0133]
则两个解耦电容上需要补偿的各偶次谐波电压为：
[0134][0135]
当u
dc
和c1取较大时，u
cn
的幅值比较小，偶次电压与偶次电流之间产生其他偶次脉动功率幅值很小，所引起的输入电流脉动量也很小，计算时忽略；将解耦电容上需要补偿的n次谐波电压u
cn
相加后，再加上解耦电容上直流电压分量u
dc
后得到功率解耦电路的基准信号u
cref
，通过控制功率开关s5、s6，使解耦电容电压的平均值(u
c1
u
c2
)/2跟踪基准电压，从而使脉动功率回路限制在交流输出侧，以抑制输入侧低频电流谐波。
[0136]
图3为检测逆变器脉动功率p得到功率解耦电路电压跟踪信号的原理图；
[0137]
如图4的单相电压型逆变器在整流器负载下的控制原理图所示，所述单相电压型逆变器在整流器负载下的控制方法为：逆变器进行单极性spwm调制，载波选择三角波；a桥臂、b桥臂和d桥臂控制相互独立，每个桥臂上的功率开关互补开通；桥臂a工作时，当调制波ua大于载波uc时，s1开通s2关断；当调制波ua小于载波uc时，s1关断s2开通；同理，功率开关s3与s4对称，功率开关s5与s6对称；
[0138]
逆变桥臂s1～s4采用电压电流双闭环pi控制，pi控制器的传递函数如以下公式20所示，
[0139][0140]
输出功率解耦桥臂s5～s6采用电容电压多谐振准pr控制，多谐振准pr控制器的传递函数如以下公式21所示，
[0141][0142]
公式20、公式21中，
[0143]kp
为比例系数；ki为积分系数；k
rn
为谐振系数；ωc为准pr控制器的截至频率；ωo为基波角频率，ωo＝100πrad/s；
[0144]
两个解耦电容上基波电流幅值相等，相位相差180
°
；基波电压幅值相等，相位相差180
°
，构造电容电流(i
c1-i
c2
)/2作为逆变桥臂电流内环反馈信号，输出电压uo作为逆变桥臂电压外环反馈信号；
[0145]
两个解耦电容电压叠加的直流分量和低频偶数次谐波电压相等，构造(u
c1
u
c2
)/2作为输出功率解耦桥臂电容电压反馈信号。
[0146]
图5为无有源滤波电路的传统单相电压型全桥逆变器的输出电压uo、输出电流io和输入电流i
in
波形。可以看出输出电压uo波形正弦度好，但输入电流i
in
中含有大量的低频谐波。
[0147]
图6为采用本发明提出控制方法后的单相电压型逆变器在整流器负载下的输出电压uo、输出电流io和输入电流i
in
波形。可以看出输出电压uo波形正弦度好，输入电流i
in
的低频谐波含量明显减少。
[0148]
图7(a)为无有源滤波电路的传统单相逆变器的输入电流i
in
频谱图，图7(b)为采用本发明提出的控制方法的输入电流i
in
频谱图。可以看出采用本发明提出的控制方法后输入电流i
in
中二次谐波电流分量明显降低，与传统逆变器相比，采用本发明提出的控制方法的输入电流二次谐波电流幅值从1.582a降低到0.162a，而且四次、六次、八次谐波电流分量也有明显降低，本发明所提出的控制方法对单相电压型逆变器在整流器负载下输入侧低频电流谐波有良好的抑制效果。