一种用于宽频带接收机前段非线性存储效应的分析模型的构建方法

1.本发明涉及接收机分析技术领域，具体涉及一种用于宽频带接收机前段非线性存储效应的分析模型的构建方法。


背景技术：

2.目前，认知无线电的应用主要集中在1ghz及以下且未被电视广播等信号占用的低频段。但是接收机在该频段会遭遇很强的干扰，因此在具体应用时常常采用预滤波技术，但是预滤波技术也有一定的局限性，适用于窄带滤波，无法应用于宽频带认知无线电应用。为了解决认知无线电在宽频带中应用遇到的诸如混频干扰、因接收机前端电路非线性效应导致接收机性能指标误差相量幅度下降等问题，很多人对此进行了研究。r.w.jackson等人提出了一些新的宽频带接收机结构分析模型，以减小放大器非线性效应。然而该技术方案对电路存储效应的影响考虑不够充分，并使得分析模型存在欠缺。


技术实现要素：

3.本发明所要解决的技术问题是：针对现有技术存在的不足，提供一种用于宽频带接收机前段非线性存储效应的分析模型的构建方法，该方法构建的模型能更加准确地预测接收机性能。
4.为解决上述技术问题，本发明的技术方案是：
5.一种用于宽频带接收机前段非线性存储效应的分析模型的构建方法，包括以下步骤：
6.(1)建立接收机的低噪声放大器的输入信号和输出信号的非线性模型如下：
[0007][0008]
式中，k1、k3均为常系数；
[0009]
令k＝k3/k1,则
[0010]
(2)构建低噪声放大器的输入端存在干扰信号时的输入信号函数如下：
[0011]
vi＝εcosφm c(t)cosθiꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0012]
式中，ε为有用信号的幅值，c为窄带干扰信号的幅值，φm＝ωmt,θi＝ωit θ(t)，ωi为干扰信号角频率，ωm为输入信号角频率，θi为窄带干扰信号的相位，t为时间，θ(t)为干扰信号初相位；
[0013]
(3)将低噪声放大器滤波后输出信号的复振幅与输入信号的幅值相减的绝对值与输入信号的幅值的比值定义为误差相量幅度evm，则：
[0014]
[0015]
其中，v
out_m
为低噪声放大器滤波后输出信号的复振幅；
[0016]
(4)将输入信号的幅值远小于干扰信号的幅值作为优化约束条件来优化步骤(3)的模型,具体为：
[0017][0018]
(5)滤波器作用角频率为2ωi ωm的三阶交调分量出现大幅度衰减与相位误差：
[0019][0020]
其中，k为滤波器低噪声放大器的相位延迟，δ为(2ωi ωm)频点处的幅值损耗；j是虚部符号
[0021]
(6)将步骤(5)所述函数作为约束条件对步骤(4)所述的函数进一步优化，并求解优化后的函数，得出关于低噪声放大器滤波后输出信号的复振幅的函数，并将其与误差相量幅度evm的函数联合，得到误差相量幅度evm的函数，具体为：
[0022][0023][0024]
其中，k为滤波器存在下低噪声放大器的相位延迟，pi为噪声的功率，iip3为lna的输入三阶截断点。
[0025]
作为上述技术方案的优选，步骤(6)中，优化后的函数具体为：
[0026][0027]
作为上述技术方案的优选，定义滤波器存在下低噪声放大器的时间延迟τd以及相位延迟k的模型如下：
[0028][0029][0030]
其中，ωc表示截止频率。
[0031]
由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
[0032]
本发明提供一个对接收机性能的精准评估模型，该模型全面综合地剖析非线性、存储效应、带宽限制等问题，能更准确地预测接收机的性能。
附图说明
[0033]
图1为低噪声放大器存储效应模型图；
[0034]
图2为本发明提供的分析模型计算结果与仿真结果对比图。
具体实施方式
[0035]
下面结合实施例进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。
[0036]
实施例
[0037]
一个接收机的低噪声放大器(简称lna)的输入vi与输出v0之间的非线性关系可以用如下公式描述：
[0038][0039]
其中，k1,k3为常系数。射频前端存储效应用传递函数h(jω)表示。假定lna输入端有一个大的干扰信号和一个小的有效输入信号，该干扰信号的角频率记为ωi，有效输入信号的角频率记为ωm，高频项(2ωi ωm)的衰减与相位偏移分别用|h(jω)|，∠h(jω)来表征。
[0040]
相位∠h(jω)可以用(-ωτd)来近似以简化计算。如图1，对于有一个滤波器的低噪声放大器lna，其时间延迟τd与相位延迟k为：
[0041][0042][0043]
其中，ωc表示截止频率。在干扰信号非常小且ωc趋于无穷大的条件下，接收机的性能指标误差相量幅度(简称evm)可取得理想值0。但实际情况下ωc为有限值，在这种情况下evm不仅与三阶交调截取点iip3有关，还与前端存储效应有关。
[0044]
根据上述公式(1)可得：
[0045][0046]
再令k＝k3/k1,
[0047][0048]
假定输入信号vi的表达式为：
[0049]
vi＝εcosφm c(t)cosθi[0050]
(6)
[0051]
ε为有用信号的幅值，c为窄带干扰信号的幅值，φm＝ωmt,θi＝ωit θ(t)。通过上述的铺垫，evm就可以定义为：
[0052][0053]
定义式中v
out_m
为lna输出信号v
out
的复振幅。如图1所示，vo为无存储效应非线性放大器的输出，v
out
为滤波后的输出。
[0054]
当有效信号部分的幅值远小于干扰信号的幅值时，即ε＜＜c时，那么(5)式给出的vo表达式将会变为：
[0055]
vo＝εcosφm ccosθi k(εcosφm ccosθi)3[0056]
(8)
[0057]
再将以下的三次项(9)式引入(8)式，就可以得到(10)式：
[0058]
(εcosφm)3 3cε2(cosφm)2cosθi 3c2εcosφm(cosθi)2 c3(cosθi)3ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0059]
vo＝εcosφm ccosθi k(εcosφm)3 3kcε2(cosφm)2[0060]
3kc2εcosφm(cosθi)2 kc3(cosθi)3[0061]
(10)
[0062]
既然有效信号幅值ε远小于干扰信号的幅值，可以忽略含ε2与ε3的项，那么就可以将(10)式化简为：
[0063]
vo＝εcosφm ccosθi 3kc2εcosφm(cosθi)2 kc3(cosθi)3ꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0064]
又因为(11)式中的项3kc2εcosφm(cosθi)2可变形为：
[0065][0066]
将(12)式带入(11)并整理，则得到
[0067][0068]
如图1所示，有效输入信号与一个角频率在2ω
i-ωm的三阶交调分量在-3db带宽
内；而另一个角频率为2ωi ωm的三阶互调分量由于滤波器作用而衰减。那么(13)式就可以简化为：
[0069][0070]
由于图1中滤波器h(jω)作用角频率为2ωi ωm的三阶交调分量出现大幅度衰减与相位误差：
[0071][0072]
将(15)式应用在更高的三阶互调分量中，我们就可以得到最终输出信号v
out
的表达式：
[0073][0074]
那么，由(16)式就可以求出复振幅v
out_m
：
[0075][0076]
将(17)式与(7)式联立，就可以得到evm表达式：
[0077][0078][0079]
其中，pi为噪声的功率，iip3为lna的三阶交调截取点。
[0080]
下面将上述制得的evm模型在keysight ads软件中进行仿真分析，具体过程如下：
[0081]
将输入信号角频率ωm＝240mhz，干扰信号角频率ωi＝300mhz，对应两个三阶交调分量(2ω
i-ωm)与(2ωi ωm)为360mhz与840mhz。放大器增益为24db，截止角频率为ωc为1ghz，三阶交调截断点iip3为-11dbm，输入到软件中，利用rc电路等效包含内部噪声的lna，具体元件设置参数如表1所示：
[0082]
表1
[0083][0084][0085]
将根据本发明提供的分析模型计算得到的结果与keysight ads软件仿真结果进行比较，结果如图2所示，从图2可以看出，根据本发明提供的分析模型计算得到的结果与仿真结果基本一致，故本发明提出的分析模型准确可靠，可实现对接收机性能进行有效评估与预测。
[0086]
在具体采用本发明提供的分析模型来评估接收机的性能时，可通过接收机的数据手册与实地测量等方式，获取输入信号角频率ωm，干扰信号角频率ωi，截止角频率ωc，噪声功率pi，三阶交调截取点iip3的具体参数。将具体参数带入本发明提供的分析模型中，就可实现对evm的求解，并依此可以对接收机性能进行预测。
[0087]
此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本技术所附权利要求书所限定的范围。