一种基于发射端电流电压检测的自动调谐方法

1.本发明属于非线性控制方法技术领域，具体涉及一种基于发射端电流电压检测的自动调谐方法。


背景技术：

2.随着时代的发展，需要探索更多的资源以满足能源需求，如海洋、矿井、油田等。为了满足这种环境条件下设备供电需求，无线电能传输将是一种的行之有效的供能方式。无线电能传输是一种以磁场、电场、微波、激光等为媒介的非接触式电能传输技术。
3.其中磁耦合谐振式克服了基于法拉第电磁感应定律的电磁感应式传输距离短的缺点，极大增加了传输距离；又克服了微波辐射式效率、功率低下，且遇到障碍物就失去能量传输能力的不足，具有安全、高效、无辐射的优点。因此磁耦合谐振式无线电能传输得到社会各界的深入研究，应用领域广泛。
4.由于电能传输距离远，因此耦合线圈一般与电容构成谐振电路，电能的输送需依靠发射线圈和接收线圈之间的耦合谐振磁场。磁耦合谐振式系统的工作条件比较严格，收发线圈的电路参数有细微的变化，就会影响到系统的工作状态，传输效率很容易受固有频率变化的影响。有很多的因素都会导致电路参数的变化，比如工作电路温升和工作条件的变化会导致寄生电容的变化；负载的变动和线圈的偏移会导致二次侧等效在一次侧的反射阻抗发生变化。这样系统就会处于失谐状态，传输功率和效率降低，稳定性和可控性下降。
5.因此需要选择合适的调谐策略，无论负载和耦合状态等如何变化，系统始终能恢复到谐振状态，保持较高的传输效率。本发明就是采用相控电容式调谐策略，对电路参数(电容值)进行实时调整，使系统一直处于谐振状态。


技术实现要素：

6.本发明的目的是提供一种基于发射端电流电压检测的自动调谐方法，可以对非谐振状态下的互感值进行估计，然后使用相控电容式调谐方法对电路参数进行调节，使系统恢复谐振状态，保持较高的传输效率。
7.本发明所采用的技术方案是，一种基于发射端电流电压检测的自动调谐方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
8.步骤1、对发射端电压、电流幅值以及它们之间的相位差进行检测，通过对幅值和相位差的检测值进行计算，得到发射端线圈和接收端线圈之间的互感估计值；
9.步骤2、得到两线圈之间的互感估计值之后，根据串并联型电路拓扑发生谐振时一次侧电容等效值与互感值之间的关系，即式(14)，得到发射端等效电容的估计值；
10.步骤3、得到发射端等效电容估计值后，根据相控电容调谐方法中调节角θ和一次侧等效电容值的关系，即式(18)、(19)，得到调节电容值的θ反馈值；
11.步骤4、根据得到的θ反馈值，通过式(15)，将其转换成一定的电压值，并且将此电压值、此电压的相反值与一次侧电容两端经过归一化处理后的正弦电压进行比较，得到特
定的pwm波，将此特定的pwm波加在开关管s5和s6两端，控制其开通关断，就得到需要的一次侧等效电容值，对电路进行补偿。
12.本发明的特点还在于，
13.步骤1具体按照以下步骤实施：
14.步骤1.1、电路初始状态为谐振状态，发射端和接收端满足：
15.ω2l2c2＝1，ω2l1c1＝1
ꢀꢀ
(7)
16.接收端等效到发射端的反射阻抗zr为：
[0017][0018]
得到发射端的总阻抗z
11
为
[0019][0020]
步骤1.2、发射侧的总阻抗还可以通过测量得到，测量输入电压us和接收线圈上的电流i1后得到发射侧输入电压基波幅值us、发射线圈上电流基波幅值i1以及输入电压与发射线圈上电流之间的相位差则输入阻抗的幅值|z
11
|＝us/i1,阻抗角则发射端阻抗z
11
另一种表达形式为：
[0021][0022]
步骤1.3、将一次侧的总阻抗的两种表达形式进行对等，结合式(10)和式(11)得到互感与电压电流幅值及它们之间的相位差的关系，
[0023][0024][0025]
因此得到基于发射端检测的互感估计值：
[0026][0027]
步骤2具体按照以下步骤实施：
[0028]
得到互感估计值后，由于电路拓扑为sp型，因此根据公式得到使发射侧谐振的等效电容值，即
[0029][0030]
步骤3具体按照以下步骤实施：
[0031]
步骤3.1、得到发射端等效电容估计值后，使用相控电容调谐方法，调节θ值使发射端电容值调整到等效电容估计值附近，根据电容在一个工作周期中的充电电荷的绝对值相等，c
t
满足：
[0032][0033]
其中ω为角频率，对上式进行求解：
[0034][0035]
由此可得c
cn
的等效电容c
t
的容值：
[0036][0037]
步骤3.2、发射端总等效电容值为：
[0038]ceq
＝c
t
cuꢀꢀ
(19)
[0039]
根据步骤2得到的一次侧等效电容值，由得到调节角θ和一次侧等效电容值的关系就可以得到调节角θ的反馈值。
[0040]
步骤4具体按照以下步骤实施：
[0041]
根据得到的θ反馈值，通过式(15)转换成电压值：
[0042][0043]
并且将此电压值、此电压的相反值与一次侧电容两端经过归一化处理后的正弦电压进行比较，就得到pwm波，将pwm波加在开关管s5和s6两端，控制其开通关断，就会让一次侧总电容值调整到需要的让电路谐振的电容值附近，对电路进行补偿，使得电路重新恢复谐振状态。
[0044]
本发明的有益效果是，一种基于发射端电流电压检测的自动调谐系统及调谐方法，通过调节与相控电容串联的两端开关管的开通关断时间，以此来对此电容的充放电时间进行控制，从而实现无级调整相控电容的等效电容值，这样发射端等效电容值就可以通过调节在一定范围内变化。此时电容就不再是固定的一个值。通过观测发射端的电流和电
压就可以得到非谐振状态下的互感估计值，无需再去测量线圈之间的偏移距离和偏移角。得到互感估计值后，联合相控调谐方法可以实现自动对系统的工作状态进行调整，使其恢复谐振状态。
附图说明
[0045]
图1是sp型无线电能传输系统电路图；
[0046]
图2是相控电容调谐电路；
[0047]
图3是相控电容调谐电路原理图；
[0048]
图4是相控电容调谐电路控制波形图；
[0049]
图5是本发明流程图。
具体实施方式
[0050]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
[0051]
sp型无线电能传输系统电路图如图1所示。直流电源ud通过h桥逆变为高频交流电源us，其频率和系统固有频率相同，从而使得发射端和接收端都处于谐振状态，高效的给负载r
l
传递能量。其中r1和r2分别为电感l1和l2的等效串联内阻，c1和c2为补偿电容，m为线圈之间的互感。相控电容调谐电路如图2所示，包括两个与电容串联的开关管。相控电容调谐电路原理图如图3所示，开关管s1和开关管s2互补运行，开关管s3和开关管s4互补运行，s1和s4导通时，s2和s3关断，反之亦然，产生方波。s5与s6共同控制电容的充放电。相控电容调谐电路控制波形图如图4所示。
[0052]
结合图5，设固有谐振角频率为ω。串并型补偿网络发射端回路阻抗z1为：
[0053][0054]
式(1)中：l1为发射端线圈电感值，c1为发射侧补偿电容值，r1为发射侧总电阻值。
[0055]
接收端回路阻抗z2为：
[0056][0057]
式(2)中：l2为接收端线圈电感值，c2为接收侧补偿电容值，r2为接收侧总电阻值，r
l
为负载值。
[0058]
要使接收侧处于谐振状态，即ω2l2c2＝1，则一次侧耦合到二次侧的反射阻抗zr为：
[0059][0060]
式(3)中：m为发射与接收线圈之间互感值。
[0061]
要使发射侧也处于谐振状态，则须使im(z
11
)＝0，其中z
11
为加入反射阻抗后发射侧的总阻抗值。
[0062][0063]
解得发射侧的补偿电容值g1为：
[0064][0065]
即补偿电容值g1满足上式可使发射端处于谐振状态。
[0066]
系统工作频率高，可忽略原副边电感内阻简化分析，可将式(5)简化：
[0067][0068]
在谐振角频率、发射侧电感值和接收侧电感值不变的情况下，发射端达到谐振的补偿电容值只与互感值有关。根据谐振状态时线圈互感值可以得到发射侧线圈需要多大的补偿电容。因此提出一种基于发射端检测的互感估计方法。
[0069]
谐振状态时，发射端和接收端满足：
[0070]
ω2l2c2＝1，ω2l1c1＝1
ꢀꢀ
(7)
[0071]
接收端等效到发射端的反射阻抗zr为：
[0072][0073]
根据式(1)、(2)、(7)、(8)可以得到发射端的总输入阻抗z
11
为
[0074][0075]
输入阻抗z
11
可以在发射端检测得到，测量输入电压us和接收线圈上的电流i1后可以得到发射侧输入电压基波幅值us、发射线圈上电流基波幅值i1以及输入电压与发射线圈上电流之间的相位差则输入阻抗的幅值|z
11
|＝us/i1,阻抗角则z
11
可以表示为：
[0076][0077]
结合式子10和11可以得到
[0078][0079]
[0080]
因此可以根据公式可以得到基于发射端检测的互感估计值：
[0081][0082]
得到互感估计值后，就可以得到使发射侧谐振的等效电容值。即
[0083][0084]
而相控电容式调谐方法的本质就在于使固定电容通过串联开关管变为可调电容，可以对电容值进行无级调节。相控电容调谐电路如图一所示，通过控制开关管的开通关断可以控制等效电容值。开关管的控制波形如图2所示。
[0085]
h桥逆变电路产生交变的方波信号，此方波电压信号加在ab两端经过ld和cu滤波后，则加载在相控电容调谐电路a、c两端的为正弦周期电压，假设正弦电压的幅值为u
ac
。设θ为相位角，其映射在a、c两端的正弦周期电压波形上为一个比较电压u
dc
。在u
ac
正半周期，当相位角映射的比较电压u
dc
小于u
ac
时，将此时控制正半周期电容c
cn
充放电的s5关断，这样电容就会停止充电，a、c两端电压u
ac
稳定在u
dc
不变。同理，在u
ac
负半周期，u
ac
小于电压-u
dc
时，将此时控制负半周期电容c
cn
充放电的s6关断，这样电容便停止充电，a、c两端电压u
ac
稳定在-u
dc
不变。
[0086]
本发明中的开关管(包括与电容串联的两个开关管)共有四种运行状态：
[0087]
状态1(0-θ),如图4所示，开关管s2开关管s3导通，开关管s1开关管s4关断，电容c
cn
的充放电完全由开关管s5控制，开关管s5导通，d6正向导通，电容c
cn
充电；
[0088]
状态2(θ-π-θ),如图4所示，开关管s2开关管s3导通，开关管s1开关管s4关断，电容c
cn
的充放电完全由开关管s5控制，开关管s5关断，d6正向导通，电容c
cn
停止充电，其两端电压为u
dc
；
[0089]
状态3(π-π θ),如图4所示，开关管s1开关管s4导通，开关管s2开关管s3关断，电容c
cn
的充放电完全由开关管s6控制，开关管s6开通，d5正向导通，电容c
cn
充电；
[0090]
状态4(π θ-2π-θ),如图4所示，开关管s1开关管s4导通，开关管s2开关管s3关断，电容c
cn
的充放电完全由开关管s6控制，开关管s6关断，d5正向导通，电容c
cn
停止充电，其两端电压为-u
dc
；
[0091]
由于电压波形为正弦波，则根据图4，相位角θ和u
dc
、u
ac
之间的关系满足
[0092][0093]
根据电容在一个工作周期中的充电电荷的绝对值相等，c
t
满足：
[0094][0095]
其中ω为角频率。对上式进行求解：
[0096][0097]
由此可得c
cn
的等效电容c
t
的容值：
[0098][0099]
发射端总等效电容值：
[0100]ceq
＝c
t
cuꢀꢀ
(19)
[0101]
这样就可以通过调节θ值对一次侧总等效电容进行调节。
[0102]
本发明的研究有利于解决两方面的问题：一是利用相控电容式调谐方法，使一个固定电容等效为一个通过开关管控制的可变电容，补偿发射端电路参数的变化；二是采用基于发射端电流电压检测的互感估计方法，通过对非谐振状态下电流电压进行检测得出此非谐振状态下的互感估计值，然后根据互感估计值，利用相控电容调谐方法使系统处于谐振状态。