发送装置、中继装置以及接收装置的制作方法

1.本发明涉及从发送装置向接收装置中继影像信号的传送系统。


背景技术：

2.已知作为用于对信息设备连接周边设备的串行总线标准之一的usb(universal serial bus，通用串行总线)(注册商标)。作为在该usb的标准“usb 3.1”中制定的连接器标准，有usb type-c。
3.作为本技术领域的背景技术，有专利文献1、专利文献2。在专利文献1中，记载有对来自usb type-c的ac信号输出施加预定的dc电流，连接到电视机等的hdmi(high-definition multimedia interface，高清多媒体接口)(注册商标)端子。另外，在专利文献2中，记载有对ac信号输出赋予校正信号，作为与dc信号输出等同的影像信号，连接到电视机等的hdmi端子。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：国际公开第2017/187515号
7.专利文献2：日本特开2013-258667号公报


技术实现要素：

8.在专利文献1中，存在如下课题：在ac信号输出和dc信号输出的各影像发送装置混在一起的情况下，需要分别准备专用的中继装置或者连接电缆。
9.另外，在专利文献2中，存在如下课题：在向ac信号输出赋予校正信号时，由于 侧校正信号施加时间和-侧校正信号施加时间的时间差而产生差分信号线之间的dc偏移。
10.本发明是鉴于这些课题而完成的，其目的在于提高发送装置和接收装置的连接的使用便利性和可靠性。
11.若举出其一个例子，则本发明提供一种中继装置或者连接电缆，从发送装置向接收装置中继影像信号，具有：控制部，检测接收到的影像信号是ac信号输出还是dc信号输出；以及电流抽取部，从接收到的影像信号抽取预定的电流，控制部在接收到的影像信号为ac信号输出的情况下，以使电流抽取部抽取预定的电流的方式进行控制，在接收到的影像信号为dc信号输出的情况下，以使电流抽取部停止电流抽取的方式进行控制，并将影像信号从发送装置传送给接收装置。
12.根据本发明，能够提高发送装置和接收装置的连接的使用便利性和可靠性。
附图说明
13.图1是实施例1中的用连接电缆将发送装置和接收装置连接起来的传送系统结构图。
14.图2是说明实施例1中的连接了dc信号输出的发送装置的情况下的利用连接电缆
进行的设备连接的图。
15.图3是说明实施例1中的连接了ac信号输出的发送装置的情况下的利用连接电缆进行的设备连接的图。
16.图4是示出实施例1中的连接电缆内的控制电路的结构的图。
17.图5是示出实施例2中的连接电缆内的控制电路的结构的图。
18.图6是示出实施例3中的传送系统的结构的图。
19.图7是说明实施例3中的针对直流阻止元件使用了发送装置侧的校正电路的校正电流的恒定电流切换的图。
20.图8是说明实施例3中的针对直流阻止元件使用了连接电缆侧的校正电路的校正电流的恒定电流切换的图。
21.图9是示出实施例3中的连接电缆内的控制电路的结构的图。
22.图10是示出实施例4中的传送系统的结构的图。
23.(符号说明)
24.10：接收装置；11：tmds解码器；30、40、60、70：发送装置；31：tmds编码器；50：连接电缆；52：控制电路；61；62；63；64：校正电路；121、122、611、612：终端电阻；123：接收器；321、431、613：驱动器；322、323、621～626、631～636：晶体管；501：差分信号线的 侧；502：差分信号线的-侧；503：gnd线；324、513、514、641～646：恒定电流电路；432、433：电阻；434、435、614、615：直流阻止元件；511、512：开关；521、531、532：滤波器；522：电压检测部；523：电流检测元件；525：电流判定部；533：差分放大器。
具体实施方式
25.以下，使用附图，说明实施例。
26.实施例1
27.图1是本实施例中的包括发送装置、连接电缆以及接收装置的传送系统的结构图。在图1中，用连接电缆50将发送装置70和接收装置10连接起来。连接电缆50作为中继装置发挥功能，将从发送装置70发送的影像信号传送给接收装置10。
28.图2是说明作为发送装置70而连接了dc信号输出的发送装置30的情况、图3是说明连接了ac信号输出的发送装置40的情况的连接电缆50的动作的部分结构图。
29.首先，说明图2。在图2中，dc信号输出的发送装置30构成为包括tmds(transition minimized differential signaling，最小化传输差分信号)(注册商标)编码器31、驱动器321、晶体管322和323、恒定电流电路324。连接电缆50具有差分信号线的 侧501、-侧502、gnd线(或者屏蔽线)503，并且包括由开关511和512、恒定电流电路513和514、控制电路52构成的校正电路61。接收装置10构成为包括作为终端元件的终端电阻121和122、接收器123、tmds解码器11。
30.例如，采用hdmi、dvi(digital visual interface，数字视频接口)标准的tmds方式的发送装置利用tmds编码器31将影像信号tmds编码为串行信号。通过根据tmds编码结果由驱动器321驱动的晶体管322和323，从差分信号线的 侧501和-侧502中的任意侧，抽取恒定电流电路324抽取的恒定电流10ma。由于接收装置分别经由50ω的终端电阻121和122连接到3.3v的终端电压avcc，所以差分信号线的 侧501和-侧502为3.3v～2.8v的信号电压，
得到差分振幅1vpp。当然，由于连接电缆50内的衰减等，信号电平发生变动。
31.控制电路52控制为在探测到连接了dc信号输出的发送装置30时，使开关511和512开放(断开)。由此，连接电缆50通过与不具有校正电路61的通常的电缆等同地传送差分信号，能够实现基于tmds方式的信号传送。
32.接着，说明图3。在图3中，ac信号输出的发送装置40构成为包括tmds编码器31、驱动器431、电阻432和433、电容器等直流阻止元件434、435。连接电缆50和接收装置10与图2为同样的结构，所以装置结构的说明省略。
33.驱动器431经由50ω的电阻432和433、电容器等直流阻止元件434和435输出tmds编码器31的tmds编码结果，得到ac信号输出。通过ac信号输出化，接收装置10的终端电压avcc、例如3.3v不直接施加到驱动器431，所以实现了驱动器431的低电压化，能够期待基于半导体的微细化实现的高频特性改善、低电力化。
34.然而，关于接收装置10，由于设想在图2中说明的dc信号的发送装置，所以需要使信号的dc电平匹配。因此，控制电路52在检测到ac信号输出时，使开关511和512导通，通过恒定电流电路513和514，抽取大致5ma。关于该5ma，设想在tmds方式中编码输出的逻辑0和逻辑1的数量为大致5:5，而设为图2中的恒定电流电路324的恒定电流10ma的大致一半。这样，恒定电流电路513和514作为电流抽取部发挥功能。
35.为了抑制这样的校正电路61的连接对连接电缆的传送特性造成的影响，也可以在开关511与差分信号线的 侧501之间、和开关512与差分信号线的-侧502之间分别插入100～330ω左右的电阻。该插入电阻在其他实施例中也能够期待抑制对传送特性的影响的效果。
36.恒定电流电路513和514既可以如专利文献1记载的那样，用610ω的电阻等代用，也可以经由3.05v的恒定电压电路和电感器连接而代用。这些代用也能够应用于其他实施例。
37.这样，即使在连接了ac信号输出的发送装置40的情况下，也通过连接电缆50向接收装置10传送与连了接dc信号输出的发送装置30的情况同样的差分信号，接收装置10能够稳定地接收信号。
38.接下来，图4示出控制电路52的结构例。在图4中，521是滤波器，522是电压检测部。以下，说明其动作。
39.在图4中，利用滤波器521对差分信号线的 侧501的信号电压计算时间平均值，推测dc电压值。在该dc电压值与终端电压avcc大致相等的情况下，电压检测部522判断为ac信号输出，在比其低的情况下，判断为dc信号输出，使开关511导通/断开。也可以代替使开关511断开而使恒定电流电路513的电流停止。
40.关于终端电压avcc，在与发送装置30或者40连接切断时、或者发送装置30或者40未工作时能够测定，但代替测定，因为在tmds标准中决定的终端电压avcc＝3.3v
±
5％，所以如果是下限值3.3v-5％即3.135v以上，则能够判断为ac信号输出。但是，有终端电压avcc为上限值3.3v 5％即3.465v、dc信号输出的dc电压值为比其低0.2v的3.265v的情况。若考虑这一点，则在dc电压推测值大于3.265v的情况下判定为ac信号输出，在小于3.135v时判定为dc信号输出，如果在他们之间，则在使开关511导通的状态下，使恒定电流电路513的电流在5ma(dc电压推测值3.265v)～0ma(dc电压推测值3.135v)的范围内可变即可。
41.此外，在图4中，在判定中使用了差分信号线的 侧501的信号电压，但也可以在判定中使用差分信号线的-侧502的信号电压，还可以在判定中使用 侧501和-侧502的合计或平均。
42.以上，说明为连接电缆50，但显然也可以将该功能构成为中继装置，并与通常的电缆组合而构成连接电缆，在以后的其他实施例中也能够同样地应用。
43.如以上所述，在本实施例中，发送装置检测是ac信号输出还是dc信号输出，如果是dc信号输出则不赋予电流，如果是ac信号输出则赋予预定的电流，经由了向dc信号输入的接收装置传送的中继装置或者连接电缆。由此，dc信号输出的发送装置和ac信号输出的发送装置都能够经由相同的连接电缆或者中继装置连接到接收装置，所以无需区分dc信号输出用和ac信号输出用的连接电缆或者中继装置，能够利用相同的连接电缆或者中继装置，无需准备多个连接电缆或者中继装置，使用便利性提高。
44.另外，如果将中继装置嵌入到接收装置内，则即使dc信号输出的发送装置和ac信号输出的发送装置混在一起，也能够使用已有电缆可靠性地传送影像信号，能够构成即使使用通常电缆也能够与dc信号输出的输出装置和ac信号输出的发送装置连接的接收装置。
45.实施例2
46.图5是本实施例中的连接电缆内的控制电路的其他结构。在图5中，与图4相同的结构附加相同的符号，其说明省略。在图5中，与图4不同的点在于控制电路52具有电流检测元件523和电流判定部525的点。以下，说明其动作。
47.在图5中，来自接收装置10的终端电压avcc的返回电流流到tmds差分信号线的gnd线503。在连接了dc信号输出的发送装置30时，该返回电流与恒定电流电路324的电流值10ma大致相等。在利用电流检测元件523检测该电流后，利用滤波器521实施时间平均化处理，抑制噪声分量并提供给电流判定部525。在电流判定部525判定为与返回电流大致相等的情况下，将连接的发送装置判定为dc信号输出，使开关511开放(断开)。
48.在连接ac信号输出的发送装置40时，不产生返回电流，所以仅为由其他电路引起的影响，为小的电流值。在利用电流检测元件523检测该电流后，利用滤波器521实施时间平均化处理，抑制噪声分量并提供给电流判定部525。在电流判定部525判定为小于tmds规定的返回电流的情况下，将连接的发送装置判定为ac信号输出，使开关511短路(导通)，恒定电流电路513抽取5ma左右。根据本实施例，相比于实施例1的电压检测方式，能够减少判定的模糊性。
49.如以上所述，通过包括本实施例的控制电路的连接电缆，也与实施例1同样地，不论发送装置是ac信号输出还是dc信号输出，都能够将与相同的dc信号输出相当的信号输入到接收装置，所以具有无需准备多个电缆或者中继装置的效果。
50.实施例3
51.图6是示出使用在专利文献2中陈述过概念的发送装置的情况下的、本实施例中的传送系统的结构的图。
52.在图6中，ac信号输出的发送装置60构成为包括tmds编码器31、驱动器613、晶体管621～625、631～635、恒定电流电路641～645、终端电阻611和612、直流阻止元件614和615。连接电缆50和接收装置10的结构与实施例1相同，省略详细说明。
53.接收tmds编码器输出，驱动器613控制晶体管621和631，将恒定电流电路641抽取
的恒定电流分配给终端电阻611和直流阻止元件614、或者终端电阻612和直流阻止元件615。直流阻止元件614和615分别与接收装置10的终端电阻121和122连接，所以差分信号线的 侧501和-侧502分别是高频地并联连接各2个50ω的终端电阻的形式。因此，为了得到与发送装置30等同的信号输出，恒定电流电路641需要抽取相当于tmds规定的电流10ma的约2倍的、大致20ma。
54.在直流阻止元件614和615的前后配置校正电路62和校正电路63。如专利文献2记载，校正电路62抑制信号的dc电平变动，校正电路63进行与校正电路62相逆的逆动作，发挥使信号波形恢复成利用校正电路62校正前的信号的作用。逆动作是指，在校正电路62从 侧信号线抽出预定的电流时，校正电路63从-侧信号线抽出大致相同的预定的电流的动作。同样地，是在校正电路62从-侧信号线抽出预定的电流时，校正电路63从 侧信号线抽出大致相同的预定的电流的动作。
55.在图6中示出校正电路62和校正电路63的实现例。2ma的恒定电流电路642～645、晶体管622～625、632～635校正由逻辑0和1的数量的失衡所引起的dc电平变动，在直流阻止元件中抑制dc电平变动的校正动作根据图7以及图8所示的表加上电流。图7示出校正电路62的校正电流，图8示出校正电路63的校正电流。
56.逻辑0和1的数量的比例即逻辑比被大致分类为6:4的期间、5:5的期间、4:6的期间。关于在直流阻止元件中流过的电流，根据tmds标准为10ma的振幅，校正其失衡量的被计算为其20％即2ma，所以校正用的恒定电流电路642～645设为2ma。
57.在以校正电路62为例子时，在逻辑比为5:5的情况下不需要校正，在逻辑比为6:4的情况下，减去2ma(也就是将2ma多余地抽取到gnd线)来调整dc电平。在逻辑比为4:6的情况下，加上2ma(也就是从发送装置内的电源avcc供给2ma)。
58.另外，校正电路63进行其逆动作，在逻辑比为5:5的情况下不需要校正，在逻辑比为6:4的情况下，加上2ma(也就是从发送装置内的电源avcc供给2ma)。在逻辑比为4:6的情况下，减去2ma(也就是将2ma多余地抽取到gnd线)来调整dc电平。
59.此外，能够使校正电流为0
±
2ma即可，但电路构成变得困难，所以在图7以及图8中，示出使逻辑比5:5的校正电流为2ma，构成为2ma
±
2ma的例子。另外，未图示各晶体管622～625、632～635的驱动器及其控制信号，但从tmds编码器31获得各逻辑比的期间信息，利用与驱动器613同样的驱动器进行开关动作。
60.另外，校正电路62和63分别使用2个恒定电流电路、4个晶体管，但也可以构成为将他们减半。例如，在校正电路62中，在晶体管622与直流阻止元件614之间和晶体管632与直流阻止元件615之间分别放入50～330ω左右的电阻，并设定成恒定电流电路642抽取4ma左右。如果晶体管622和632同时导通，则利用插入的50～330ω左右的电阻，电流能够大致均等地各分配2ma。这样，也可以实现2ma
±
2ma。同样地，校正电路63也可以使恒定电流电路、晶体管数减半。
61.在直流阻止元件614和615之后的校正动作中，在逻辑比6:4和4:6的期间并非相同的长度的情况下，有时在施加到差分信号线的 侧501和-侧502的校正电流中产生差异、在差分信号线的 侧与-侧之间产生dc电位差，从而损害差分信号传送的可靠性。作为其对策，图9示出抑制该dc电位差的控制电路52。
62.在图9中，利用滤波器531和532对差分信号线的 侧501和-侧502的电位分别进行
时间平均化处理，抽出各自的dc电平，利用差分放大器533，以使该dc电平的差异变小的方式控制恒定电流电路513和514的恒定电流量。即，以如下所述的方式动作：检测差分信号线的 侧501和-侧502的差分电压的时间平均值，控制 侧电流控制元件(恒定电流电路513)和-侧电流控制元件(恒定电流电路514)，降低该差分电压的时间平均值，使 侧和-侧的时间平均电压大致相等。换言之，在ac信号输出时，以使差分信号线的差分电压的时间平均值变小、即以使差分信号线的 侧和-侧的dc电平大致一致的方式，调整电流抽取量。
63.在图6的结构中，通过恒定电流电路644和645合计抽取4ma，所以以使恒定电流电路513和514的合计电流值为10ma-4ma＝6ma的方式进行控制即可。关于发送装置60是否已经抽取4ma，能够利用在图5中叙述的返回电流检测电路来检测其抽取量，设定恒定电流电路513和514的合计电流值。
64.此外，在图9中，个别地记述了恒定电流电路513和514，但也可以准备抽取他们的合计电流的电流电路，进行在差分放大器533的控制下将该抽取电流分配给差分信号线的 侧501和-侧502动作而进行反馈控制。另外，对dc信号输出的发送装置30来说，不需要该动作，所以如在实施例1、实施例2中叙述的那样，如果检测到dc信号输出的发送装置，则使开关511和512开放(断开)即可。
65.这样，根据本实施例，能够将差分信号线间dc电平差少的信号提供给接收装置，所以能够实现可靠性高的影像传送。
66.实施例4
67.在实施例3中，将抑制差分信号线的 侧501和-侧502的dc电位差的校正电路设置于连接电缆50，但通过设置于发送装置内，虽然是ac信号输出型，但能够得到与dc信号输出等同的信号。在本实施例中，说明其结构。
68.图10是示出本实施例中的传送系统的结构的图。在图10中，与图6相同的功能附加相同的符号，其说明省略。在图6中，在连接电缆50内抑制差分信号线的 侧和-侧的dc电位差，但在图10中，在发送装置60内，设置由恒定电流电路646和晶体管626、636构成的校正电路64，实现同样的动作。
69.在图10中，恒定电流电路646抽取与图6的恒定电流电路513和514的合计值相同的恒定电流，利用晶体管626和636在差分信号线的 侧501和-侧502决定电流分配。此外，如在实施例3中说明的那样，利用图10中未图示的滤波器和差分放大器反馈而抑制控制dc电位差即可。
70.另一方面，在影像输出格式确定时，能够计算逻辑比6:4和4:6的时间比例，所以也可以根据其计算值来分配恒定电流电路646的电流。另外，也可以设置差分信号线的 侧的专用恒定电流电路和-侧的恒定电流电路并分别设定恒定电流值。另外，根据该逻辑比6:4和4:6的时间来分配校正电流的控制方法不仅能够应用于校正电路64，而且还能够应用于校正电路62、63。
71.如以上所述，通过使用加减这些电流的校正电路62和63、64，能够将ac信号输出校正为与dc信号输出等同，所以与已有电缆、接收装置的匹配性高，能够实现能够输出可靠性高的影像信号的发送装置。
72.此外，在以上的实施例中，说明了在dc电平、返回电流检测等中实施时间平均化处理的例子。在此，在水平扫描周期、垂直扫描周期中明显观察到经由直流阻止元件的tmds信
号，所以关于时间平均化，至少进行水平扫描周期的数倍以上、最好为垂直扫描周期以上的平均化处理。另外，关于时间平均化处理，既可以利用具有水平扫描周期的数倍以上、最好为垂直扫描周期以上的时间常数的低频滤波器构成，也可以数字地进行平均计算。
73.以上说明了实施例，本发明不限于上述实施例，包括各种变形例。例如，上述实施例是为了易于理解地说明本发明而详细说明的例子，未必限定于具备说明的所有结构。另外，能够将某个实施例的结构的一部分置换为其他实施例的结构，并且，还能够对某个实施例的结构加上其他实施例的结构。另外，能够对各实施例的结构的一部分，进行其他结构的追加、删除、置换。