一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法

1.本发明涉及光伏逆变器集群并网系统技术领域，更具体的说是涉及一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法。


背景技术：

2.由于可再生能源发电的便利性和接入电网的灵活性，在全国总发电量中的比重不断增长，其中包括较为分散的小型分布式发电以及高效集中的中、大型电厂。由于可再生能源发电的位置相对分散，需要使用长输电线将系统连接到公共电网。并网逆变器是将可再生能源连接到电网的主要设备，但是为了衰减逆变器引起的高频谐波，通常需要一个滤波器。与简单的l滤波器相比，由于lcl滤波器体积更小，高频谐波衰减能力更强，因此，在综合考虑成本和性能的情况下后者更具优势。然而，没有适当的阻尼，lcl滤波器存在的自身谐振问题将威胁系统稳定性。现有方法均未考虑逆变器集群情况，且多个变量的反馈增加了系统中测量传感器部分的成本。
3.因此，如何简单有效的抑制光伏逆变器集群并网系统中的电网电压谐波及逆变器自身谐振，是领域技术人员亟需解决的问题。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明提供了一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法，能够简单有效地抑制电网电压谐波和逆变器自身谐波。
5.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
6.一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法，包括：
7.建立原始光伏逆变器集群并网系统的控制结构和数学模型；
8.在原始光伏逆变器集群并网系统的控制结构中引入电容电压前馈环路，并在电容电压前馈环路中引入高通滤波器，得到改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构；
9.确定在离散域中，改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构的开环及闭环传递函数；
10.基于开环及闭环传递函数的极点图对高通滤波器所涉及的参数进行选取，以减少高通滤波器对高频分量的影响，并抑制电容电压前馈环路中的低频分量。
11.进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，原始光伏逆变器集群并网系统的数学模型的构建过程为：
12.确定忽略寄生电感后频域下的原始光伏逆变器集群并网系统的数学模型：
13.v
i_abc
(s)＝sl1i
i_abc
(s) v
c_abc
(s)
14.v
c_abc
(s)＝sl
xig_abc
(s) v
g_abc
(s)
15.i
i_abc
(s)＝scfv
c_abc
(s) i
g_abc
(s)
16.l
x
＝l2 lg17.其中，v
i_abc
(s)、i
i_abc
(s)为逆变器的输出相电压和电流；v
g_abc
(s)、i
g_abc
(s)为电网
侧相电压和电流；v
c_abc
(s)为滤波电容cf的电压；l2为光伏逆变器集群并网系统中lcl滤波器的电网侧电感；lg为电网侧阻抗；
18.通过clark变化得到αβ坐标系下的原始光伏逆变器集群并网系统的数学模型：
[0019][0020]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，在电容电压前馈环路中引入高通滤波器的过程，包括：
[0021]
在电容电压前馈环路中，引入频域中的高通滤波器；
[0022]
通过tustin离散性方法，得到离散后的高通滤波器。
[0023]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，高通滤波器在频域中的表达式为：
[0024][0025]
其中，h是高通滤波器的增益系数，ωc是高通滤波器的截止频率，s是频域中函数的变量符号。
[0026]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，离散后的高通滤波器的表达式为：
[0027][0028]
其中，ts为控制周期，z表示离散域中函数的变量符号。
[0029]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，高通滤波器的截止频率ωc的取值范围为：
[0030]
0.5ω
res_min
≤ωc≤0.7ω
res_min
；
[0031]
其中，ω
res_min
为考虑了电网侧电感lg的lcl滤波器的最小谐振频率。
[0032]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，高通滤波器的增益系数h通过极点图确定，取值为0.5。
[0033]
进一步的，在上述一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法中，改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构的开环及闭环传递函数的表达式为：
[0034][0035][0036]
其中，
ω
res
为光伏逆变器集群并网系统中lcl滤波器的谐振角频率，其表达式为：
[0037]
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明公开提供了一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法，首先在离散域中阐述了系统数学模型及控制结构；然后，针对逆变器侧电流难以控制而导致谐振的问题，引入电容电压前馈环路，并通过极点图进行稳定性分析。最后，在电容电压前馈环路中引入高通滤波器，通过构建系统的开环及闭环传递函数对高通滤波器中两个参数ωc和h的选取，以实现在减少高通滤波器对高频分量的影响的同时，抑制电容电压前馈中的低频分量。最终，使电网电压谐波及逆变器自身谐振被有效抑制。
附图说明
[0038]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
[0039]
图1为光伏逆变器集群并网系统；
[0040]
图2为引入电容电压前馈环路和高通滤波器后的并网系统的控制框图；
[0041]
图3为离散域中并网系统的简化控制框图；
[0042]
图4为icf控制闭环传递函数极点图；(a)为未加cvf时，(b)为加入cvf时；icf为逆变器侧电流反馈(inverter-side current feedback)；cvf为电容器电压前馈(capacitor voltage feedforward)；
[0043]
图5为加入hpf和cvf的icf控制闭环传递函数极点图；(a)h＝1，(b)h＝0.75，(c)h＝0.5，(d)h＝0.25；hpf为高通滤波器(high-pass filter)；
[0044]
图6为i
ref
＝0时改进的光伏逆变器集群并网系统在频域中的传递函数图；
[0045]
图7为lg＝0μh和800μh时在不同cvf形式下g
vgig
(s)bode图；
[0046]
图8为icf控制闭环传递函数极点图；(a)为加入cvf；(b)为加入hpf及cvf；
[0047]
图9为仿真模型的控制结构；
[0048]
图10为lg＝0μh时逆变器启动电流波形；(a)为仅使用高通滤波的电容电压，(b)为使用高通滤波的电容电压和电容电压的基频分量进行补偿；
[0049]
图11为未加入cvf的逆变器侧和电网侧电流波形；(a)、(b)中，lg＝0μh，(c)、(d)中lg＝800μh；
[0050]
图12为lg＝800μh时，电网侧电流仿真波形；(a)为单位cvf用于icf控制中，(b)为hpf和cvf用于icf控制中；
[0051]
图13为lg＝800μh时，在电网电压失真情况下电网侧电流波形；(a)为单位cvf用于icf控制中，(b)为hpf和cvf用于icf控制中；
[0052]
图14为lg＝800μh时，电网电压失真的情况下仿真波形fft分析；(a)为单位cvf用
于icf控制中，(b)为hpf和cvf用于icf控制中。
具体实施方式
[0053]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0054]
本发明实施例公开了一种基于电容电压前馈的光伏逆变器集群谐振抑制方法，包括：
[0055]
s1、建立原始光伏逆变器集群并网系统的控制结构和数学模型；
[0056]
s2、在原始光伏逆变器集群并网系统的控制结构中引入电容电压前馈环路，并在电容电压前馈环路中引入高通滤波器，得到改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构；
[0057]
s3、确定在离散域中，改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构的开环及闭环传递函数；
[0058]
s4、基于开环及闭环传递函数的极点图对高通滤波器所涉及的参数进行选取，以减少高通滤波器对高频分量的影响，并抑制电容电压前馈环路中的低频分量。
[0059]
下面对上述步骤进行进一步描述。
[0060]
s1中，如图1所示，原始光伏逆变器集群并网系统为单台逆变器与lcl滤波器连接的并网系统，其中l1，l2，cf，lg分别是lcl滤波器的逆变器侧电感、电网侧电感、电网侧电容和电网侧阻抗。弱电网中的阻性分量能够增加系统的阻尼，提高系统稳定性。为验证本发明抑制方法在系统谐振最严重情况下的抑制能力，假设弱电网为纯感性，即阻抗只含有lg。因此，忽略寄生电感，将基尔霍夫定律和拉普拉斯变换应用于图1，系统的频域数学模型可以表示为：
[0061]vi_abc
(s)＝sl1i
i_abc
(s) v
c_abc
(s)
[0062]vc_abc
(s)＝sl
xig_abc
(s) v
g_abc
(s)
[0063]ii_abc
(s)＝scfv
c_abc
(s) i
g_abc
(s)
[0064]
l
x
＝l2 lg[0065]
式中，v
i_abc
、i
i_abc
为逆变器的输出相电压和电流；v
g_abc
、i
g_abc
为电网侧相电压和电流；v
c_abc
、i
c_abc
分别为滤波电容cf的电压和电流。
[0066]
本发明采用静止的αβ坐标系，通过clarke变换得到其坐标系下的原始光伏逆变器集群并网系统数学模型为：
[0067]vi_αβ
(s)＝sl1i
i_αβ
(s) v
c_αβ
(s)
[0068]vc_αβ
(s)＝sl
xig_αβ
(s) v
g_αβ
(s)
[0069]ii_αβ
(s)＝scfv
c_αβ
(s) i
g_αβ
(s)。
[0070]
s2中，如图2所示，为引入电容电压前馈环路和高通滤波器后的并网系统的控制框图，即改进的光伏逆变器集群并网系统控制框图。其中，gc(z)是离散的逆变器侧电流控制器。g
vf
(z)为cvf部分的函数；z-1
为一周期计算数字延迟；零阶保持器(zero-order holder，zoh)为pwm调制。此外，图2的电网电压vg除基本频率分量外还可能包含低频谐波。
[0071]
最常见的cvf形式是单位电压前馈，其中g
vf
(z)＝1。但是，单位cvf在弱电网中的动
态性能及低频电网电压谐波的抑制能力较差，因此，本发明提出将hpf添加到cvf环路中，并且hpf在频域中的表达式为：
[0072][0073]
其中h和ωc是hpf的增益系数和截止频率。
[0074]
根据tustin离散化方法，可得离散后的hpf表达式为：
[0075][0076]
其中ts为控制周期，z表示离散域中函数的变量符号。
[0077]
s3中，由于lcl滤波器的谐振频率通常很高，因此，icf控制在谐振频率下的稳定性对数字延迟非常敏感。为了确保稳定性分析的正确性，必须保证系统建模在高频区域的准确性。因此，应将图2中系统的传递函数模型转换为如图3所示的离散域，其中，可以暂时忽略电网电压vg。
[0078]
通过z变换法，可以精确地离散基于zoh的混合系统中的连续部分。因此，可以推导图3中的离散传递函数g
ii
(z)和g
vc
(z)为：
[0079][0080][0081]
式中，gii(z)和gvc(z)是通过图2得到的，仅作简化作用，不具有实际意义；ω
res
为lcl滤波器的谐振角频率，其表达式为：
[0082][0083]
在离散域中改进的光伏逆变器集群并网系统控制结构的开环和闭环传递函数分别推导为：
[0084][0085][0086]
s4中，为了对高通滤波器所涉及的参数进行选取，首先，在图4中绘制了两种不同cvf形式的闭环传递函数t
cl
(z)的极坐标图，其中gc(z)定义为常数(gc(z)＝1.85)，并且栅极电感lg从0到2000μh依次变化。为了表示每单位的变化的电网电感，选择lcl滤波器的逆变器侧电感作为基准，从而可以用lg与l1之比表示由l
g_pu
表示的每单位的电网电感。在图4中，(a)表示未加入cvf的情况(g
vf
(z)＝0)，(b)表示加入单位cvf的情况(g
vf
(z)＝1)，其中l
g_pu
从0增大到5。
[0087]
图4(a)中，在没有cvf的情况下，除非电网电感非常大，否则icf控制环路很难稳
定。当在图4(b)中采用单位cvf时，系统的稳定性大大提高，并且所有极点都在单位圆内。但是，从图4(b)可以观察到，闭环传递函数的极点图中有高频和低频极点。在单位cvf的情况下，尽管高频极在单位圆内，但随着电网电感的增加，低频极逐渐向单位圆的边缘移动。也就是说，随着电网电感值的增加，系统在低频范围内的稳定性会变差，尽管高频稳定性会变好。因此，可以看出单位cvf表现出良好的主动阻尼性能，但是当电网电感较大时，有必要采取措施避免低频振荡。
[0088]
实际上，弱电网情况下电压前馈很可能导致逆变器中输出电流的低频振荡。如图4(a)中所示，尽管高频不稳定，但是低频处于非常安全的位置。因此，为了在高频范围内保持cvf的优势并消除低频范围中的劣势，在cvf环路中添加hpf。
[0089]
hpf有两个参数ωc和h。为了减少hpf对高频分量的影响，同时尝试完全抑制cvf中的低频分量，可以将hpf的截止频率ωc设计为：
[0090]
0.5ω
res_min
≤ωc≤0.7ω
res_min
[0091]
其中ω
res_min
代表考虑了电网电感lg的lcl滤波器的最小谐振频率，并且ω
res_min
可以通过下式计算：
[0092][0093]
假设l
g_max
＝800μh时，可以将ωc确定为6280rad/s。
[0094]
至于参数h，太高的h会引起低频振荡，而太小的h会导致高频lcl谐振抑制不足，因此，h的最终值可以由实际参数下的极点图确定。当采用hpf及cvf时，具有不同h的t
cl
(z)的极点图如图5所示，从图5(a)至(d)可知，h的最佳值为0.5，可以使系统在低频和高频范围内保证良好的稳定裕度。hpf参数的设计过程仅通过简单地观察matlab图即可。
[0095]
最后，将图4和图5(c)进行比较，很明显，加入hpf及cvf不仅可以确保在lcl滤波器的谐振频率处实现有效的谐振抑制，而且还可以避免弱电网中的低频振荡。
[0096]
为了进一步验证本发明的对谐振的抑制效果，采取如下实验。
[0097]
在实际的三相应用中，电网电压将包含一些低阶谐波，例如5、7、11、13、17和19谐波。这些谐波不容忽视，尤其是对于icf控制的并网逆变器。由于icf的控制目标是逆变器侧电流，因此由电网电压谐波产生的谐波电流可以自由地流过lcl中的电容，从而导致电网侧电流受到严重的谐波污染。
[0098]
本发明所提出的方法对电网电压谐波抑制进行了研究，并且研究的主要目的是电网电压中的低阶谐波，因此分析过程对数字延迟不是很敏感。当然，离散域分析也可以应用到本部分，但是离散域分析方法的缺点是传递函数的离散化过程非常复杂。为了减少复杂的推导过程，相应的在频域进行分析。因此，可以将图2简化为图6。假设i
ref
＝0，并且图6中的传递函数gd(s)代表计算和zoh延迟，不能忽略。否则，将出现推导错误。gd(s)可以根据帕德逼近式表示为:
[0099]
[0100]
式中，td＝1.5ts。
[0101]
基于图6，可以推导出由vg到ig的传递函数g
vgig
(s)为：
[0102][0103]
在讨论g
vgig
(s)的抑制能力之前，需先说明电流控制器gc(s)的形式。
[0104]
由于采用固定的αβ参考系，因此首选准比例谐振电流控制器。qpr控制器的设计是独立的，因为qpr控制器接近基频，并且几乎不影响lcl谐振的阻尼。用于控制逆变器侧电流的qpr控制器函数为：
[0105][0106]
式中，k
p
是gc(s)的整体增益；kr是基频增益；ω0是电网角频率。实际上，电网频率fi通常情况下相对于标准值在0.5hz内波动，因此ωi＝2πfi。h是需要抑制的谐波阶数；k
rh
为谐波频率下的增益；为需要补偿的相位角。在gc(s)中添加第5和第7谐振控制器的原因是为了抑制电网电压中的第5和第7谐波，并补偿由pwm死区引起的电流波形的过零失真。
[0107]
理想情况下：如果g
vf
(s)满足下式的条件，则可以完全抑制电网电压的谐波。但是下式中的条件包括一阶导数和二阶导数，在数字控制系统中是不切实际的。
[0108][0109]
通过在cvf环路中添加hpf也可以有效降低电网电压谐波的影响。这类方法原理简单，但是具有良好的性能。为了阐明所提出方法的有效性，g
vgig
(s)的伯德图如图7所示。
[0110]
在图7中，考虑了两个不同的lg值(lg＝0和800μh)，并且比较了三种不同的cvf形式，它们分别是单位cvf、hpf及cvf、cvf。当lg＝0μh时，单位cvf方法在低于350hz的低频范围内显示出良好的电网电压抑制，但在950hz附近抑制能力变差，并且在950hz频率处有一个明显的谐振峰。通常，该谐振峰值的最大值仍0db线以下，因此它对电网电压谐波仍具有一定的抑制作用。对于hpf及cvf，可以完全消除g
vgig
(s)在950hz处的谐振峰，因此与单元cvf相比，hpf及cvf对5至19电网电压谐波具有更好的抑制效果。但是，在低于350hz的频带中，抑制hpf及cvf的电网电压谐波的能力不是很强，但是gc(s)中的第5和第7谐振控制器可以弥补这一不足。
[0111]
当lg＝800μh时，采用单位cvf方法时，g
vgig
(s)对电网电压谐波的抑制能力变弱。可以由图7看出，g
vgig
(s)的谐振峰值下降到550hz，更严重的是单位cvf抑制电网电压谐波的能力基本上没有，甚至可能放大电网电压谐波。但是，即使在大电网电感的情况下，基于hpf及cvf的方法也表现出了稳定的电网电压谐波抑制能力。
[0112]
在图8中比较了在hpf及cvf，cvf下变化的电网电感下icf控制闭环传递函数的极点图，其中通过后向欧拉法离散了cvf中的一阶微分。随着电网电感的增加，cvf方法的极点逐渐接近单位圆的边缘，这表明icf控制的稳定性逐渐减弱。因此，本发明所提出的引入hpf及cvf方法更适用于弱电网。
[0113]
本发明还利用基于matlab/simulink的三相并网两级式逆变器仿真模型，验证了本发明方法的控制器设计。仿真模型的控制结构如图9所示。在图9中，电压前馈的另一个重功能是防止逆变器pwm启动时的浪涌电流。如果直接采用hpf及cvf方法，电容电压中的低频分量将被过度抑制，从而导致前馈电压的幅值较小，这将导致浪涌电流。因此，必须采取额外的补偿措施以防止逆变器启动浪涌电流。图9中采用的方法是将hpf及cvf分为两部分。第一部分是高通滤波后的电容电压，第二部分是电容电压的基频分量。
[0114]
基本频率分量可以通过ddsrf-pll获得。ddsrf-pll可以看作是一个pll加上一个预滤波器，如图9所示。经预滤波器滤波后的电容电压可以近似地视为纯基频分量，仅用于防止浪涌电流，并且不会影响icf控件的其他特征。因此，根据图9中的cvf结构，当sw处于1位置时，表示没有cvf。当sw在2位置时，表示hpf及cvf；当sw在3位置时，表示单位cvf。
[0115]
在仿真中，电网相电压的峰值为155v，逆变器直流侧电压为320v。当电流参考命令的峰值从0a上升到28a时，将记录波形的动态过程。
[0116]
为了进一步说明图9中电容电压前馈结构的有效性，逆变器启动电流仿真波形如图10所示，其中图10(a)表示仅使用高通滤波电容电压，而图10(b)表示使用高通滤波电容电压和电容电压的基频分量补偿。
[0117]
在图10中，在0.02s时逆变器控制开始，并且电流参考命令为0a。如果仅施加经过高通滤波的电容电压，启动时将会有巨大的浪涌电流(接近80a)，这是非常危险的。但是，如果采用图9中的电压前馈结构(sw位于2位置)，则浪涌电流几乎可以完全消除，如图10(b)所示。在图11中，当电网电感为0或800μh时，测试了没有cvf的icf控制。
[0118]
由图11可以看出，当未加入cvf时，无论电网电感值如何，icf控制都无法保持稳定。但是，当lg＝800μh时，电流波形更加稳定，这与图4(a)中的分析一致。
[0119]
在图12(a)中，单位cvf用于icf控制中。比较图11(c)和图12(a)，当lg＝800μh时，单位cvf显着提高了电网侧电流的稳定性。然而，单位cvf也带来了另一个问题。当逆变器控制器在0.05s开始工作时。在图12(a)中，虚线圈中存在明显的振荡过程。因为如图4(b)所示，电压前馈导致了弱电网中的低频振荡。为了解决这个问题，在图12(b)中采用了hpf cvf。从图12(a)和12(b)中可以清楚地看出，hpf cvf可以有效降低电网侧电流阶跃过程中的振荡，这有利于系统的稳定性。
[0120]
为了验证所提出方法的电网电压谐波抑制能力，在图13中，电网电压vg添加了1％的5次和11次谐波电压。
[0121]
显然，当使用单位cvf时，图13(a)中的电网侧电流中存在严重的谐波污染，但是当使用hpf及cvf方法时，电网侧的总谐波失真电流大大降低。此外，在图14中，对图13的电网侧电流模拟波形进行了快速傅里叶变换分析。图14(a)是单位cvf方法的fft结果，图14(b)是hpf及cvf方法的fft结果。
[0122]
可知，通过使用引入hpf及cvf进行谐振抑制的方法，可以将电网侧电流的thd从5.55％降低到1.74％，对11次谐波的抑制尤为明显。因此，本发明方法可以提高icf控制的电网电压谐波抑制能力。
[0123]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说
明即可。
[0124]
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。