基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法

1.本发明涉及光伏微逆变器磁元件设计技术领域，具体地，涉及一种基于模式切换控制的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法。


背景技术：

2.微逆变器一般是指光伏发电系统中的功率小于等于1000w，且具备组件级最大功率点追踪能力的逆变器。与集中式和组串式光伏逆变系统不同，微逆变器直接与单个光伏组件进行连接。其优点是可以对每块组件进行独立的mppt控制，在大幅提高整体效率的同时，也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。
3.根据直流母线的位置和结构特点，可以将微逆变器分为三大类：直流母线结构、伪直流母线结构和无直流母线结构。其中直流母线结构的微逆变器为两级式结构，前级dc-dc变换电路采用固定占空比调制，后级dc-ac电路采用spwm调制，两级电路独立解耦控制，但后级dc-ac转换电路的损耗较高；伪直流母线结构的微逆变器也为两级式结构，其中前级dc-dc变换电路采用spwm调制，后级dc-ac电路采用工频方波调制，缺点在于前级dc-dc电路的控制较复杂，容易导致交流输出电流的畸变；无直流母线结构的微逆变器为单级式电路，采用矩阵式控制，其所用开关器件数量少，转换效率高，因此更具有优势。而在无直流母线结构的微逆变器中，双有源桥(dual active bridge,dab)型微逆变器使用的开关器件数量最少，在具备电路宽范围软开关的特性基础上，还改善了dab电路轻载时效率较低的问题。
4.高频变压器是双有源桥型微逆变器的重要组成部分，也是原边电路和副边电路能量交互的枢纽。高频变压器中磁元件参数不仅会影响微逆变器的传输功率边界，还会影响微逆变器的原副边电流有效值，从而影响微逆变器的效率，因此对磁元件参数的优化设计是提升微逆变器效率的重要环节。目前的高频变压器磁元件参数设计方法均针对dab型dc-dc变换器，而不适用于单级式半桥dab型微逆变器这类隔离式dc-ac变换器；此外，目前的变压器磁元件设计通常只对变压器漏感进行设计，而忽略了变压器匝比和漏感均对传输功率和变压器电流有影响这一事实。因此亟需一种适用于隔离式dc-ac变换器，且综合考虑变压器匝比与漏感这两个磁元件参数的参数混合优化设计方案。
5.经过检索发现：
6.授权公告号为cn110138225b的中国发明专利《用于电流源型双变压器双向dc-dc变换器的控制方法》，通过给定输出电压，得到高压侧零电平的占空比，实现变压器输出侧电压的匹配；通过确定低压侧高电平占空比和移相角、高压侧零电平占空比及两个变压器匝数的关系，控制上述变量使变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，并实现所有开关管的宽范围软开关，提高变换器的转换效率。该方法仍然存在如下技术问题：首先该方法仅适用于电流源型dc-dc变换器的优化控制，而双有源桥型微逆变器为电压源型dc-ac变换器，该方法不再适用；此外，该方法仅通过优化电流源型dc-dc变换器的控制来提高变换器的效率，而没有对高频变压器参数进行优化设计。
7.目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资
料。


技术实现要素：

8.本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，该方法基于微逆变器在工频周期内的调制模式切换，对微逆变器的高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器满载情况下效率最高；另外，在上述基础上，通过结合欧洲加权效率定义的功率点，使得所述微逆变器欧洲加权效率最高。
9.根据本发明的一个方面，提供了一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化涉及方法，根据微逆变器在工频周期内的调制模式切换特性，对所述微逆变器的高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器满载情况下效率最高；其中：
10.所述高频变压器的原副边匝比为1:n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为lk；
11.待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}；
12.对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(li,nj)作为输入变量，对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，得到所述候选值(li,nj)所对应的工频周期内微逆变器导通损耗；
13.重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量lk的所有候选值进行扫描，得到的工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的输入变量即为最优磁元件参数。
14.可选地，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：
15.若所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，当b 1》s时，取下一组候选值(l
a 1
,n
b 1
)，否则，取下一组候选值(la,n
b 1
)；重复该过程，直至候选值对应的微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；
16.若所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该组候选值作为输入变量；
17.其中，所述候选值所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)的计算方法，包括：
[0018][0019]
式中，nb为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，v
dc
为直流侧母线电容电压，vm为电网额定电压幅值。
[0020]
可选地，所述对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，包括：
[0021]
对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式；
[0022]
对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值
[0023]
重复上述调制模式判断和有效值计算过程，直至遍历工频周期内的所有开关周
期；
[0024]
对于输入变量(li,nj)，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗。
[0025]
可选地，所述微逆变器的调制模式根据所述微逆变器的内移相角d1和外移相角d2划分为模式一、模式二和模式三；其中：
[0026]
所述内移相角d1定义为变压器原边方波电压负上升沿和变压器原边方波电压正上升沿错开的角度，0≤d1≤0.5；
[0027]
所述外移相角d2定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度，-0.5≤d2≤0.5；
[0028]
当所述外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合，对应调制模式为模式一，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大；
[0029]
当所述外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，原边方波电压的正电平的一部分和副边方波电压的正电平重合，原边方波电压的正电平的另一部分和副边方波电压的负电平重合，对应的调制模式为模式二，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值小于模式一时的有效值且大于模式三时的有效值；
[0030]
当所述外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的正电平部分完全重合，对应的调制模式为模式三，此时变压器电流接近三角波，变压器电流有效值最小；
[0031]
对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式，包括：若|m|≤d1(1-2d1)，则调制模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则调制模式对应模式二；式中，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数，v
dc
为直流侧母线电容电压，i
gref
为并网电流给定值。
[0032]
可选地，所述计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值包括：
[0033]
所述变压器副边电流有效值的计算方法，包括：
[0034][0035]
其中，m为工频周期分段个数；i
s,rms,i
为第i段工频周期内变压器副边电流的有效值，按如下方式进行计算：
[0036][0037]
其中，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，nj为高频变压器副边和原边的匝比，v
dc
为直流侧母线电容电压，|v
g,i
|为第i段工频周期开始时的电网电压，mv为电压增益，满足mv＝|v
g，i
|/(n
jvdc
)；
[0038]
所述变压器原边电流有效值的计算方法，包括：
[0039][0040]
所述计算工频周期内微逆变器的导通损耗，包括：计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri
、计算微逆变器副边开关管导通损耗p
loss,sec
和计算微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr
，其中：
[0041]
所述计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri
，包括：
[0042][0043]
其中，r
ds,on,pri
为单个原边开关管的导通电阻；
[0044]
所述计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,sec
，包括：
[0045][0046]
其中，r
ds,on,sec
为单个副边开关管的导通电阻；
[0047]
所述微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr
，包括：
[0048][0049]
其中，r
tr,pri
和r
tr,sec
分别为变压器原副边的绕线电阻；
[0050]
工频周期内，所述微逆变器满载情况下效率η的计算方法，包括：
[0051][0052]
其中，p
ac,n
为微逆变器的额定传输功率。
[0053]
根据本发明的另一个方面，提供了一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，根据微逆变器在工频周期内的调制模式切换特性，并结合欧洲加权效率定义的功率点，对所述微逆变器的高频变压器原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器欧洲加权效率最高；其中：
[0054]
所述高频变压器的原副边匝比为1:n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为lk；
[0055]
待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}；
[0056]
对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(li,nj)作为输入变量，对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，得到所述候选值(li,nj)所对应的欧洲加权效率；
[0057]
重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量lk的所有候选值进行扫描，得到的欧洲加权效率最大值对应的输入变量即为最优磁元件参数。
[0058]
可选地，所述欧洲加权效率的计算方法包括：
[0059]
测算5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点对应的微逆变器效率η＝{η
5％
，η
10％
，η
20％
，η
30％
，η
50％
，η
100％
}，并进行加权效率计算，得到欧洲加权效率；
[0060]
其中，所述5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点即为欧洲加权效率定义的功率点，其对应的加权系数分别为w＝{0.03,0.06,0.13,0.10,0.48,0.20}。
[0061]
可选地，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：
[0062]
计算每一组候选值(la,nb)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)；
[0063]
若所述微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，当b 1》s时，取下一组候选值(l
a 1
,n
b 1
)，否则，取下一组候选值(la,n
b 1
)；重复该过程，直至候选值对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；
[0064]
若所述微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该组候选值作为输入变量；
[0065]
其中，所述候选值所述候选值(la,nb)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)的计算方法，包括：
[0066][0067]
式中，nb为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，v
dc
为直流侧母线电容电压，vm为电网额定电压幅值。
[0068]
可选地，所述对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，包括：
[0069]
从所述欧洲加权效率定义的功率点中依次选择微逆变器的工作功率点；
[0070]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式；；
[0071]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值
[0072]
重复上述调制模式判断和电流有效值计算过程，直至遍历工频周期内的所有开关周期；
[0073]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗和微逆变器效率；若此时选定的所
述工作功率点为100％，则根据欧洲加权效率计算方法计算所述输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率；否则重新选择下一个微逆变器的工作功率点，直至得到工作功率点为100％时所述输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率。
[0074]
可选地，所述微逆变器的调制模式根据所述微逆变器的内移相角d1和外移相角d2划分为模式一、模式二和模式三；其中：
[0075]
所述内移相角d1定义为变压器原边方波电压负上升沿和变压器原边方波电压正上升沿错开的角度，0≤d1≤0.5；
[0076]
所述外移相角d2定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度，-0.5≤d2≤0.5；
[0077]
当所述外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合，对应调制模式为模式一，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大；
[0078]
当所述外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，原边方波电压的正电平的一部分和副边方波电压的正电平重合，原边方波电压的正电平的另一部分和副边方波电压的负电平重合，对应的调制模式为模式二，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值小于模式一时的有效值且大于模式三时的有效值；
[0079]
当所述外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的正电平部分完全重合，对应的调制模式为模式三，此时变压器电流接近三角波，变压器电流有效值最小；
[0080]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式，包括：
[0081]
若|m|≤d1(1-2d1)，则调制模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则调制模式对应模式二；式中，d1为内移相角，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数，v
dc
为直流侧母线电容电压，i
gref
为并网电流给定值。
[0082]
可选地，所述计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值包括：
[0083]
第h个功率点处对应的变压器副边电流有效值的计算方法，包括：
[0084][0085]
其中，m为工频周期分段个数；i
s,rms,i
为第h个功率点处第i段工频周期内变压器副边电流的有效值，按如下方式进行计算：
[0086][0087]
其中，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，nj为高频变压器副边和原边的匝比，v
dc
为直流侧母线电容电压，|v
g,i,h
|为第h个功率点处第i段工频周期开始时的电网电压，mv为电压增益，满足mv＝|v
g，i，h
|/(n
jvdc
)；
[0088]
所述变压器原边电流有效值的计算方法，包括：
[0089][0090]
所述计算工频周期内微逆变器的导通损耗，包括：计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri,h
、计算微逆变器副边开关管导通损耗p
loss,sec,h
和计算微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr,h
，其中：
[0091]
在第h个功率点处，所述计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri,h
，包括：
[0092][0093]
其中，r
ds,on,pri
为单个原边开关管的导通电阻；
[0094]
在第h个功率点处，所述计算微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,sec,h
，包括：
[0095][0096]
其中，r
ds,on,sec
为单个副边开关管的导通电阻；
[0097]
在第h个功率点处，所述计算微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr,h
，包括：
[0098][0099]
其中，r
tr,pri
和r
tr,sec
分别为变压器原副边的绕线电阻；
[0100]
在第h个功率点处工频周期内，所述微逆变器欧洲加权效率的计算方法，包括：
[0101]
计算在第h个功率点处工频周期内微逆变器效率ηh，包括：
[0102][0103]
对h个功率点分别计算效率后，即可得到1
×
h的效率矩阵η；
[0104]
计算所述微逆变器欧洲加权效率η
eu
，包括：
[0105]
η
eu
＝η
×wt
[0106]
其中，w
t
为加权系数矩阵的转置。
[0107]
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项的有益效
果：
[0108]
本发明提供的基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，基于模式切换，可以使得在优化设计出的高频变压器磁元件参数下，微逆变器的满载效率最高；同时，通过对变压器原副边匝比和变压器漏感参数进行混合优化设计，使得在满足微逆变器功率传输约束的同时，还减小了优化参数下的变压器原副边电流。
[0109]
本发明提供的基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，基于模式切换，通过综合考虑六个功率点处微逆变器的效率，使得在优化设计出的高频变压器参数下微逆变器的轻载效率也大幅提高，从而有利于欧洲加权效率的提升，使微逆变器在光伏板被遮挡、光照强度不足或环境温度不适宜时仍然具有较高的效率。
附图说明
[0110]
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0111]
图1为本发明中双有源桥型微逆变器的电路示意图；
[0112]
图2为本发明一优选实施例中三种调制模式下开关管s1～s8的驱动信号以及变压器原边电压、变压器副边电压和变压器副边电流的波形示意图；
[0113]
图3为本发明一优选实施例中三种调制模式对应的内移相角和外移相角范围示意图；
[0114]
图4为本发明一优选实施例中基于模式切换并使得满载效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法流程图；
[0115]
图5为本发明一优选实施例中微逆变器原副边电流的平方和随变压器漏感和变压器匝比变化的曲面示意图；
[0116]
图6为本发明一实施例中基于模式切换并使得欧洲加权效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法流程图；
[0117]
图7为本发明一优选实施例中微逆变器欧洲加权效率随变压器漏感和变压器匝比变化的曲面示意图。
具体实施方式
[0118]
下面结合具体的实施例对本发明进行详细的说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这都属于本发明的保护范围。以下没有说明的部分，可以参照发明内容中记载或现有技术。
[0119]
本发明提供了一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化涉及方法，该方法根据微逆变器在工频周期内在多种调制模式间切换的工作特点，对高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得满载情况下效率最高。
[0120]
进一步地，该实施例提供的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化涉及方法，可以包括如下步骤：
[0121]
所述高频变压器的原副边匝比为1:n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为lk；
[0122]
待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}；
[0123]
对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(li,nj)作为输入变量，对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，得到所述候选值(li,nj)所对应的工频周期内微逆变器导通损耗；
[0124]
重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量lk的所有候选值进行扫描，得到的工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的输入变量即为最优磁元件参数。
[0125]
在一优选实施例中，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：
[0126]
若所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，当b 1》s时，取下一组候选值(l
a 1
,n
b 1
)，否则，取下一组候选值(la,n
b 1
)；重复该比较过程，直至候选值对应的微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；
[0127]
若所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该组候选值作为输入变量。
[0128]
其中，候选值所述候选值(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)按照如下方式进行计算：
[0129][0130]
式中，nb为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，v
dc
为直流侧母线电容电压，vm为电网额定电压幅值。
[0131]
在一优选实施例中，所述对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，包括：
[0132]
对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式；
[0133]
对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值
[0134]
重复上述调制模式判断过程和有效值计算过程，直至遍历工频周期内的所有开关周期；
[0135]
对于输入变量(li,nj)，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗。
[0136]
在一优选实施例中，所述微逆变器的调制模式共有三种，根据所述微逆变器的内移相角d1和外移相角d2的取值范围进行划分；其中：
[0137]
所述内移相角d1定义为变压器原边方波电压负上升沿和变压器原边方波电压正上升沿错开的角度，0≤d1≤0.5；
[0138]
所述外移相角d2定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度，-0.5≤d2≤0.5；
[0139]
当所述外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合，对应调制模式为模式一，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大，但原副边开关管的零电压软开关最容易实
现；
[0140]
当所述外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，原边电压的正电平一部分和副边电压的正电平重合，另一部分和副边电压的负电平重合，对应的调制模式为模式二，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值适中，原副边开关管的零电压软开关较易实现；
[0141]
当所述外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，原边电压的正电平部分和副边电压的正电平部分完全重合，对应的调制模式为模式三，此时变压器电流接近三角波，在三种调制模式中，模式三的变压器电流有效值最小，但原副边开关管的零电压软开关最难实现。
[0142]
进一步地，对于所述输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式，包括：若|m|≤d1(1-2d1)，则调制模式对应模式三；|m|＞d1(1-2d1)，则调制模式对应模式二；式中，d1为内移相角，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数，v
dc
为直流侧母线电容电压，i
gref
为并网电流给定值。
[0143]
在一优选实施例中，所述计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值包括：
[0144]
变压器副边电流有效值按照如下方式进行计算：
[0145][0146]
其中，m为工频周期分段个数；i
s,rms,i
为第i段工频周期内变压器副边电流的有效值，按如下方式进行计算：
[0147][0148]
其中，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，nj为高频变压器副边和原边的匝比，v
dc
为直流侧母线电容电压，|v
g,i
|为第i段工频周期开始时的电网电压，mv为电压增益，满足mv＝|v
g，i
|/(n
jvdc
)。
[0149]
变压器原边电流有效值按照如下方式进行计算：
[0150]
[0151]
所述计算工频周期内微逆变器的导通损耗，包括微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri
、微逆变器副边开关管导通损耗p
loss,sec
和微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr
，其中：
[0152]
微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri
按照如下方式进行计算：
[0153][0154]
其中r
ds,on,pri
为单个原边开关管的导通电阻。
[0155]
微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,sec
按照如下方式进行计算：
[0156][0157]
其中r
ds,on,sec
为单个副边开关管的导通电阻。
[0158]
微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr
按照如下方式进行计算：
[0159][0160]
其中r
tr,pri
和r
tr,sec
分别为变压器原副边的绕线电阻。
[0161]
所述工频周期内微逆变器的效率η，按照如下的方式进行计算：
[0162][0163]
其中p
ac,n
为微逆变器的额定传输功率。
[0164]
本发明该实施例提供的方法，是一种基于模式切换并使得满载效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，在该方法中，根据微逆变器在工频周期内在多种调制模式间切换的工作特点，对高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得满载情况下效率最高。其中：
[0165]
所述双有源桥型微逆变器的高频变压器的原副边匝比为1:n，变压器漏感折算到变压器副边的值为lk，变压器不开气隙，从而使得变压器励磁电感lm尽可能大。
[0166]
所述微逆变器调制模式共有三种，根据微逆变器的内移相角d1和外移相角d2的取值范围进行划分，其中内移相角定义为原边方波电压负上升沿和原边方波电压正上升沿错开的角度；外移相角定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度。当外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，对应调制模式为模式一；当外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，对应的调制模式为模式二；当外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，对应的调制模式为模式三。
[0167]
其中，模式一定义为原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合的调制模式，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大，但原副边开关管的零电压软开关最容易实现；模式二定义为原边电压的正电平一部分和副边电压的正电平重合，另一部分和副边电压的负电平重合的调制模式，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值适中，原副边开关管的零电压软开关较易实现；模式三定义为原边电压的正电平部分和副边电压的正电平部分完全重合的调制模式，此时变压器电流接近三角波，在三种调制模式中，模式三的变压器电流有效值最小，但原副边开关管的零电压软开关最难实现。
[0168]
所述待优化变量n有s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}。
[0169]
本发明该实施例提供的方法，主要由两个环节组成，分别是预筛选环节和正式优
化设计环节。
[0170]
其中预筛选原则为：
[0171]
若候选变量组(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(i,j)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，则取下一组候选变量组(l
a 1
,n
b 1
)或(la,n
b 1
)，重复该判断过程；
[0172]
若候选变量组(la,nb)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(i,j)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该候选变量组，并进入正式优化设计环节。
[0173]
其中正式优化设计流程以预筛选的输出(li,nj)作为输入，由
①
调制模式选择、
②
变压器原副边电流有效值计算、
③
工频周期内导通损耗计算三部分组成，具体流程为：
[0174]
①
调制模式选择：对于输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式。若|m|≤d1(1-2d1)，则工作模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则工作模式对应模式二。在上述表达式中，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，v
pv
为直流侧母线电容电压，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
[0175]
②
变压器原副边电流有效值计算：对于输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值重复流程
①
和流程
②
，直至遍历工频周期内的所有开关周期。
[0176]
③
工频周期内导通损耗计算：对于输入变量(li,nj)，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗，并记录。
[0177]
重复预筛选和上述的三个流程(即扫描流程)，对所有n和lk的候选值进行扫描，扫描完成后工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的(li,nj)即为最优磁元件参数。
[0178]
本发明一实施例提供了一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，该方法根据微逆变器在工频周期内在多种调制模式间切换的工作特点，并结合欧洲加权效率定义的功率点，对所述微逆变器的高频变压器原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器欧洲加权效率最高。
[0179]
进一步地，该实施例提供的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，可以包括如下步骤：
[0180]
所述高频变压器的原副边匝比为1:n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为lk，变压器励磁电感折算到变压器原边的值为lm；
[0181]
待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}；
[0182]
对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(li,nj)作为输入变量，对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，得到所述候选值(li,nj)所对应的欧洲加权效率；
[0183]
重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量lk的所有候选值进行扫描，得到的欧洲加权效率最大值对应的输入变量即为最优磁元件参数。
[0184]
在一优选实施例中，所述欧洲加权效率的计算方法包括：
[0185]
测算5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点对应的微逆变器效率η＝{η
5％
，η
10％
，η
20％
，η
30％
，η
50％
，η
100％
}，并进行加权效率计算，得到欧洲加权效率；
[0186]
其中，所述5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点即为欧洲加权效率定义的功率点，其对应的加权系数分别为w＝{0.03,0.06,0.13,0.10,0.48,0.20}。
[0187]
在一优选实施例中，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：
[0188]
计算每一组候选值(la,nb)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)；
[0189]
若所述微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，当b 1》s时，取下一组候选变量组(l
a 1
,n
b 1
)，否则，取下一组候选值(la,n
b 1
)；重新进行预筛选过程，直至候选值对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；
[0190]
若所述微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该组候选值作为输入变量。
[0191]
其中，候选值所述候选值(la,nb)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)按照如下方式进行计算：
[0192][0193]
式中，nb为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，v
dc
为直流侧母线电容电压，vm为电网额定电压幅值。
[0194]
在一优选实施例中，所述对所述候选值nj和所述候选值li进行扫描，包括：
[0195]
从所述欧洲加权效率定义的功率点中依次选择微逆变器的工作功率点；
[0196]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式；
[0197]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值
[0198]
重复上述调制模式判断过程和电流有效值计算过程，直至遍历工频周期内的所有开关周期；
[0199]
对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗和微逆变器效率；若此时选定的所述工作功率点为100％，则根据欧洲加权效率计算方法计算所述输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率；否则重新选择下一个微逆变器的工作功率点，直至得到工作功率点为100％时所述输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率。
[0200]
在一优选实施例中，所述微逆变器的调制模式共有三种，根据所述微逆变器的内移相角d1和外移相角d2的取值范围进行划分；其中：
[0201]
所述内移相角d1定义为变压器原边方波电压负上升沿和变压器原边方波电压正上升沿错开的角度，0≤d1≤0.5；
[0202]
所述外移相角d2定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度，-0.5≤d2≤0.5；
[0203]
当所述外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合，对应调制模式为模式一，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大，但原副边开关管的零电压软开关最容易实现；
[0204]
当所述外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，原边电压的正电平一部分和副边电压的正电平重合，另一部分和副边电压的负电平重合，对应的调制模式为模式二，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值适中，原副边开关管的零电压软开关较易实现；
[0205]
当所述外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，原边电压的正电平部分和副边电压的正电平部分完全重合，对应的调制模式为模式三，此时变压器电流接近三角波，在三种调制模式中，模式三的变压器电流有效值最小，但原副边开关管的零电压软开关最难实现。
[0206]
进一步地，对于所述输入变量(li,nj)，结合选定的所述工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式，包括：
[0207]
若|m|≤d1(1-2d1)，则调制模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则调制模式对应模式二；式中，d1为内移相角，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数，v
dc
为直流侧母线电容电压，i
gref
为并网电流给定值。
[0208]
在一优选实施例中，所述计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值包括：
[0209]
第h(h≤6)个功率点处对应的变压器副边电流有效值按照如下方式进行计算：
[0210][0211]
其中，m为工频周期分段个数；i
s,rms,i
为第h个功率点处第i段工频周期内变压器副边电流的有效值，按如下方式进行计算：
[0212][0213]
其中，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，nj为高频变压器副边和原边的匝比，v
dc
为直流侧母线电容电压，|v
g,i,h
|为第h个功率点处第i段工频周期开始时的电网电压，mv为电压增益，满足mv＝|v
g，i，h
|/(n
jvdc
)。
[0214]
变压器原边电流有效值按照如下方式进行计算：
[0215][0216]
所述计算工频周期内微逆变器的导通损耗，包括微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri,h
、微逆变器副边开关管导通损耗p
loss,sec,h
和微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr,h
，其中：
[0217]
在第h个功率点处，微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,pri,h
按照如下方式进行计算：
[0218][0219]
其中r
ds,on,pri
为单个原边开关管的导通电阻。
[0220]
在第h个功率点处，微逆变器原边开关管导通损耗p
loss,sec,h
按照如下方式进行计算：
[0221][0222]
其中r
ds,on,sec
为单个副边开关管的导通电阻。
[0223]
微逆变器变压器导通损耗p
loss,tr,h
按照如下方式进行计算：
[0224][0225]
其中r
tr,pri
和r
tr,sec
分别为变压器原副边的绕线电阻所述第h个功率点处工频周期内的微逆变器效率，按照如下方式进行计算：
[0226][0227]
对6个功率点分别计算效率后，即可得到1
×
6的效率矩阵η。
[0228]
所述微逆变器的欧洲加权效率η
eu
，按照如下方式进行计算：
[0229]
η
eu
＝η
×wt
[0230]
其中w
t
为权利要求7中所述的加权系数矩阵的转置。。
[0231]
本发明该实施例提供的方法，是一种基于模式切换并使得欧洲加权效率最高的双
有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，在该方法中，根据微逆变器在工频周期内在多种调制模式间切换的工作特点，并结合欧洲加权效率定义的六个功率点，对高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得欧洲加权效率最高。其中：
[0232]
所述双有源桥型微逆变器电路结构、高频变压器参数和微逆变器调制模式均与本发明上述实施例中一致；
[0233]
所述欧洲加权效率计算方法为：测算5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点对应的微逆变器效率η＝{η
5％
，η
10％
，η
20％
，η
30％
，η
50％
，η
100％
}，并计算加权效率，这六个功率点对应的加权系数分别为w＝{0.03,0.06,0.13,0.10,0.48,0.20}；
[0234]
所述待优化变量n有s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}。
[0235]
本发明该实施例提供的方法，主要由两个环节组成，分别是预筛选环节和正式优化设计环节。
[0236]
其中预筛选原则为：
[0237]
计算每一组候选变量组(la,nb)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(a,b)；
[0238]
若p
max
(a,b)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，当b 1》s时取下一组候选变量组(l
a i
,n
b 1
)进行预筛选，否则取下一组候选值(la,n
b 1
)重新进行预筛选；
[0239]
若p
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该候选变量组，并进入正式优化设计环节。其中最大传输功率p
max
(a,b)按照如下方式进行计算：
[0240][0241]
其中nb为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器漏感折算到副边的漏感感值，v
dc
为直流侧母线电容电压，vm为电网额定电压幅值。
[0242]
其中正式优化设计环节以预筛选的输出(li,nj)作为输入，由
①
微逆变器传输功率点选择、
②
调制模式选择、
③
变压器原副边电流有效值计算、
④
工频周期内导通损耗计算四部分组成，具体流程为：
[0243]
①
微逆变器传输功率点选择：从5％、10％、20％、30％、50％、100％六个功率点，依次选择微逆变器的工作功率点，并进入流程
②
。
[0244]
②
调制模式选择：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式。若|m|≤d1(1-2d1)，则工作模式对应模式三；若|m|≤d1(1-2d1)，则工作模式对应模式二，并进入流程
③
。
[0245]
③
变压器原副边电流有效值计算：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值重复流程
②
和流程
③
，直至遍历工频周期内的所有开关周期，此时进入流程
④
。
[0246]
④
工频周期内导通损耗计算：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗和效率，并记录。
若此时选定的工作功率点为100％，则根据欧洲加权效率计算方法计算输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率，记录该效率并返回预筛选流程；否则返回流程
①
，选择下一个微逆变器的工作功率点。
[0247]
重复预筛选和上述的四个流程(即扫描流程)，对所有n和lk的候选值进行扫描，扫描完成后欧洲加权效率最大值对应的(li,nj)即为最优磁元件参数。
[0248]
下面结合附图以及一具体应用实例，对本发明上述实施例提供的技术方案进一步说明。
[0249]
图1为一种双有源桥型微逆变器电路示意图。参照图1所示，单双有源桥型型微逆变器电路由光伏板组件、直流母线电容、原边全桥电路、高频变压器、副边半桥电路、网侧低通滤波器组成。其中原边全桥电路包含开关管s1～s4，副边半桥电路包含开关管s5～s8和薄膜电容c1/c2；高频变压器原副边匝比为1:n，折算到原边的励磁电感为lm，折算到副边的变压器漏感为lk。所述光伏板与所述直流侧母线电容并联后，与所述原边方波发生电路的输入端直流端口连接，所述原边方波发生电路的输出端与所述高频变压器的原边连接，所述高频变压器的副边与所述副边方波发生电路的交流端口连接，所述副边方波发生电路的直流端口与网侧低通滤波器相连，所述网侧低通滤波器与交流电网直接相连；所述原边方波发生电路中，开关管s1的源极和开关管s2的漏极相连，并与高频变压器原边端口的正极相连，开关管s3的源极和开关管s4的漏极相连，并与高频变压器原边端口的负极相连，开关管s1的漏极和开关管s3的漏极相连，并与直流侧母线电容的正极相连，开关管s2的源极和开关管s4的源极相连，并与直流侧母线电容的负极相连；所述副边方波发生电路中，开关管s5的漏极和薄膜电容c1的正极相连，开关管s5的源极和开关管s6的源极相连，开关管s6的漏极和开关管s7的漏极相连，并与变压器副边端口的正极相连，开关管s7的源极和开关管s8的源极相连，开关管s8的漏极和薄膜电容c2的负极相连，薄膜电容c1的负极和薄膜电容c2的正极相连，并和变压器副边端口的负极相连。本发明上述两个实施例中的优化设计方法，可以针对图1所示的高频变压器中磁元件参数n和lk进行设计。
[0250]
进一步地，所述待优化变量n有s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,nj,
…
,ns}；待优化变量lk有p个候选值，为lk＝{l1,l2,
…
,li,
…
,l
p
}。
[0251]
图2为双有源桥型微逆变器电路的三种调制模式下开关管s1～s8的驱动波形和变压器原副边电流电压波形示意图。微逆变器的调制方式根据微逆变器的内移相角d1和外移相角d2的取值范围进行划分，具体地，如图3所示：
[0252]
当外移相角d2满足(1-d1)/2＜d2≤0.5或-0.5＜d2≤-(1-d1)/2时，对应的调制模式为模式一；
[0253]
当外移相角d2满足d1/2＜d2≤(1-d1)/2或-(1-d1)/2＜d2≤-d1/2时，对应的调制模式为模式二；
[0254]
当外移相角d2满足0≤d2≤d1/2或-d1/2≤d2≤0时，对应的调制模式为模式三。
[0255]
其中内移相角定义为开关管s4的驱动脉冲和开关管s1的驱动脉冲错开的角度；外移相角定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度。
[0256]
图4为一种基于模式切换并使得满载效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法流程图。参照图4所示，在进行设计时需要对两个待优化变量的候选值进行预筛选，预筛选原则为：
[0257]
若候选变量组(li,nj)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(i,j)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，则取下一组候选变量组(l
i 1
,n
j 1
)或(li,n
j 1
)，重复该判断过程；
[0258]
若候选变量组(li,nj)对应的微逆变器最大传输功率p
max
(i,j)大于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该候选变量组，并进入下面的设计流程。
[0259]
如图4所示，优化设计流程以预筛选的输出(li,nj)作为输入，由
①
调制模式选择、
②
变压器原副边电流有效值计算、
③
工频周期内导通损耗计算三部分组成，具体流程为：
[0260]
①
调制模式选择：对于输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式。若|m|≤d1(1-2d1)，则工作模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则工作模式对应模式二。在上述表达式中，m为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，v
pv
为直流侧母线电容电压，f
sw
为微逆变器的开关频率，lk为变压器折算到副边的漏感感值，sgn(vg)为网侧电压的符号函数。
[0261]
②
变压器原副边电流有效值计算：对于输入变量(li,nj)，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值重复流程
①
和流程
②
，直至遍历工频周期内的所有开关周期。
[0262]
③
工频周期内导通损耗计算：对于输入变量(li,nj)，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗，并记录。
[0263]
重复预筛选和上述的三个流程，对所有n和lk的候选值进行扫描，扫描完成后工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的(li,nj)即为最优磁元件参数。
[0264]
图4中，i为漏感候选值的计数值，取值范围为1～p，p为漏感候选值的数量；j为匝比候选值的计数值，取值范围为1～s；s为匝比候选值的最大计数值；k为工频周期分段的计数值，取值范围为1～m；m为工频周期的最大分段数。
[0265]
进一步地，通过上述的基于模式切换并使得满载效率最高的优化设计方法，在表1所示的微逆变器参数条件下，可以给出微逆变器中高频变压器的磁元件参数优化设计的具体示例。如图5所示为微逆变器原副边电流的平方和随变压器漏感和变压器匝比变化的曲面示意图，在曲面最低点处对应的微逆变器原副边电流的平方和最小，其导通损耗也最小，因此可以得到变压器的最优磁元件参数为lk＝12μh，n＝4。
[0266]
表1
[0267]
参数数值(单位)参数数值(单位)直流电压30v电网电压频率50hz电网电压220vrms开关频率100khz网侧电流给定值2.73arms功率因数角0
°
[0268]
图6为一种基于模式切换并使得欧洲加权效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法流程图。参照图6所示，该优化方法在上述的基于模式切换并使得满载效率最高的优化方法的基础上，需要结合欧洲加权效率定义的六个功率点，对高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得欧洲加权效率最高。
[0269]
进一步地，所述欧洲加权效率计算方法为：测算5％、10％、20％、30％、50％、100％功率点对应的微逆变器效率η＝{η
5％
，η
10％
，η
20％
，η
30％
，η
50％
，η
100％
}，并计算加权效率，这六个功率点对应的加权系数分别为w＝{0.03,0.06,0.13,0.10,0.48,0.20}。
[0270]
参照图6所示，在进行设计时需要对两个待优化变量的候选值进行预筛选。具体的，预筛选原则为：
[0271]
计算每一组候选变量组(li,nj)对应的100％功率点处微逆变器最大传输功率p
max
(i,j)；
[0272]
若p
max
(i,j)小于额定峰值传输功率p
ac,max
，则取下一组候选变量组(l
i 1
,n
j 1
)或(li,n
j 1
)进行预筛选；
[0273]
若p
max
(i,j)大于额定峰值传输功率p
ac,max
，则输出该候选变量组，并进入下面的设计流程。
[0274]
参照图6所示，优化设计流程以预筛选的输出(li,nj)作为输入，由
①
微逆变器传输功率点选择、
②
调制模式选择、
③
变压器原副边电流有效值计算、
④
工频周期内导通损耗计算四部分组成，具体流程为：
[0275]
①
微逆变器传输功率点选择：从5％、10％、20％、30％、50％、100％六个功率点，依次选择微逆变器的工作功率点，并进入流程
②
。
[0276]
②
调制模式选择：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，判断微逆变器的调制模式。若|m|≤d1(1-2d1)，则工作模式对应模式三；若|m|＞d1(1-2d1)，则工作模式对应模式二，并进入流程
③
。
[0277]
③
变压器原副边电流有效值计算：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值重复流程
②
和流程
③
，直至遍历工频周期内的所有开关周期，此时进入流程
④
。
[0278]
④
工频周期内导通损耗计算：对于输入变量(li,nj)，对于选定的工作功率点，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗和效率，并记录。若此时选定的工作功率点为100％，则根据欧洲加权效率计算方法计算输入变量(li,nj)对应的欧洲加权效率，记录该效率并返回预筛选流程；否则返回流程
①
，选择下一个微逆变器的工作功率点。
[0279]
重复预筛选和上述的四个流程，对所有n和lk的候选值进行扫描，扫描完成后欧洲加权最大值对应的(li,nj)即为最优磁元件参数。
[0280]
图6中，i为漏感候选值的计数值，取值范围为1～p；p为漏感候选值的数量；j为匝比候选值的计数值，取值范围为1～s；p为漏感候选值的数量；s为匝比候选值的数量；k为工频周期分段的计数值，取值范围为1～m；m为工频周期分段的数量；h为功率点的计数值，取值范围为1～6。
[0281]
进一步地，通过上述的基于模式切换并使得欧洲加权效率最高的优化设计方法，在表2所示的微逆变器参数条件下，可以给出微逆变器中高频变压器的磁元件参数优化设计的具体示例。如图7所示为微逆变器欧洲加权效率随变压器漏感和变压器匝比变化的曲
面示意图，在曲面最高点处对应的微逆变器欧洲加权效率最高，因此可以得到使得欧洲加权效率最大的磁元件参数取值为lk＝19μh，n＝4.5。
[0282]
表2
[0283][0284][0285]
当然，以上实施例的具体电路仅仅是本发明一种实现的优选实施例，并不用于限定本发明，在其他实施例中，也可以是实现相同功能的其他电路形式。
[0286]
本发明上述实施例中提供的基于模式切换并使得满载效率最高的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，可以使得在设计出的高频变压器磁元件参数下，微逆变器的满载效率最高。同时通过对变压器匝比和漏感参数进行混合优化设计，使得在满足微逆变器功率传输约束的同时，还减小了优化参数下的变压器原副边电流。
[0287]
本发明上述实施例中提供的基于模式切换并使得欧洲加权效率最高的双有源桥型型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，通过综合考虑六个功率点处微逆变器的效率，使得在设计出的高频变压器参数下微逆变器的轻载效率也大幅提高，从而有利于欧洲加权效率的提升，使微逆变器在光伏板被遮挡、光照强度不足或环境温度不适宜时仍然具有较高的效率。
[0288]
本发明上述实施例提供的基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，基于工频周期内微逆变器在多种调制模式之间切换的特点，对微逆变器中高频变压器的匝比n和漏感lk这两个相互耦合的变量进行混合优化设计，在满足功率传输约束的同时，还使得相同传输功率条件下变换器导通损耗达到最小。通过该优化设计方法，可以使得满载情况下的微逆变器导通损耗最小化；通过综合考虑不同功率点处的导通损耗，还可以使得微逆变器的欧洲加权效率最大化；通过综合考虑高频变压器匝比和漏感这两个设计变量对传输功率和微逆变器效率的影响，使得设计出的参数更具有实用性。
[0289]
本发明上述实施例中未尽事宜均为本领域公知技术。
[0290]
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。