一种抑制波束间干扰的相控阵波束成形方法

1.本发明涉及抑制波束间干扰的相控阵波束成形技术领域，特别是涉及一种抑制波束间干扰的相控阵波束成形方法。


背景技术：

2.近年来随着无线通信的发展，无线电话业务一直在不断升级，移动通信系统面临着爆炸性的数据流量增长和海量设备连接，刺激了人们对将毫米波应用于无线通信的相关研究。毫米波的波长短，仅为数毫米，这使得毫米波通信能够在更小的天线尺寸条件下进行，收发端可以在有限的区域内配置大规模的天线阵列，毫米波系统主要利用该大规模天线阵列形成波束来实现高速率传输。但由于大量天线的存在，为每根天线分配专用的射频链路不仅在硬件上难以实现，还会造成高功耗以及高昂的射频链路成本，因此使用少量的射频链路通过一定数目的移相器驱动所有天线阵元的混合架构在现行的毫米波系统中广泛应用。
3.在毫米波多用户无线通信系统中，不同的数据流可以占用相同的时频资源，通过空分复用形成波束传输不同的数据。在实际工程中，不同的数据流之间会出现相互干扰。受到射频链数目的约束，需要通过移相器组成的相控阵网络对传输数据的波束进行设计，以达到抑制数据流间的干扰的目的。但由于移相器只有相位可调，相控阵中的每个元素均具有恒定模值的约束，因此如何在相控阵上进行抑制波束间干扰的波束成形设计是毫米波多用户无线通信系统的难点所在。
4.此外，在雷达系统中，通常希望通过最小化传输到噪声源和从噪声源接收到的信号的功率来抑制杂波和其他信号的干扰，因此，波束的干扰抑制设计对于提高雷达系统的性能具有重要意义。在波束方向图的特定方向上形成零陷是雷达系统中一种有效的抗干扰技术，纯相控阵网络因其馈电网络的经济性和简捷性在大型相控阵系统中备受关注，如何设计波束使其在特定方向形成零陷以达到抑制干扰的目的也是具有恒定模值约束的雷达系统的难点所在。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种抑制波束间干扰的相控阵波束成形方法，该方法在满足相控阵的恒模约束下，通过引入权重因子，以最小化波束在干扰方向的功率和波束在主瓣中心区域功率的线性组合为优化目标，借助流形优化工具箱，优化设计了单个或多个波束。
6.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
7.一种抑制波束间干扰的相控阵波束成形方法，所述方法包括如下步骤：
8.步骤s1、针对一无线系统，构建以最小化波束在干扰方向的功率和波束在主瓣中心区域功率的线性组合为优化目标的优化问题；其中，所述的无线系统包括毫米波多用户无线通信系统和雷达系统，所述的优化问题满足相控阵中所有移相器的恒模约束；
9.步骤s2、通过求解步骤s1中构建的优化问题，为所述的无线系统设计单个或多个波束。
10.进一步的，在所述步骤s1中，当所述无线系统为毫米波多用户无线通信系统时，首先构建其下行信号传输模型，以最小化当前用户波束在其主瓣中心区域功率和该波束在其余用户波束主瓣中心区域的功率的线性组合为优化目标构建优化问题。
11.进一步的，在所述步骤s1中，若基站能够获得每个用户精确的出发角，则所述的主瓣中心区域简化为一个中心点。
12.进一步的，所述的下行信号传输模型具体表示为：
[0013][0014]
其中，yq表示用户接收到的信号；表示基站与第q个用户间的下行信道矢量，表示复数域，(
·
)h表示共轭转置运算；的k个列向量表示基站发送给k个用户的波束成形矢量；表示基站发送给k个用户的数据流，其满足的功率约束，ps表示基站的发射功率，s的第q个元素[s]q表示基站发送给第q个用户的数据；ηq表示第q个用户接收到的加性白噪声，服从均值为0、方差为σ2的复高斯分布。
[0015]
进一步的，在所述的下行信号传输模型中，信道建模为：
[0016][0017]
其中，n
t
表示基站天线数目，lq表示基站与第q个用户间信道的多径总数，α
q,l
和φ
q,l
分别表示第q个用户的第l条路径的复增益和出发角；a(φ
q,l
)表示第q个用户的第l条路径的阵列导向矢量，其具体表达式为：
[0018][0019]
其中，λc为载波波长，d表示天线阵元间距，(
·
)
t
表示转置运算。
[0020]
进一步的，所述优化问题具体表示为：
[0021][0022]
其中，λ为一正实数权重因子，θ
k,j
表示在第k个波束的主瓣中心区域的第j个采样点，k＝1,2,
…
,k，j＝1,2,
…
,j；wq表示f
rf
的第q列；表示第q个波束在其他波束的主瓣中心区域采样点的功率总和，定义为第q个波束对其余波束的干扰功率总和；m表示在第q个波束的主瓣中心区域的采样点数，表示第q个波束
在其主瓣中心区域的m个采样点的功率总和；|
·
|表示取模值，[wq]n表示波束成形矢量wq的第n个元素，根据相控阵所有移相器的恒模约束，wq中的每一个元素均满足
[0023]
进一步的，当基站能够获得每个用户精确的出发角，所述的主瓣中心区域简化为一个中心点时，其对应的优化问题具体表示为：
[0024][0025]
其中，θk表示第k个波束的主瓣中心点。
[0026]
进一步的，当所述无线系统为雷达系统时，以最小化波束在其主瓣中心区域的功率和该波束在干扰区域的功率的线性组合为优化目标构建优化问题。
[0027]
进一步的，当所述无线系统为雷达系统时，所述优化问题具体表示为：
[0028][0029]
其中，λ为一正实数权重因子，w表示波束成形矢量，θ
i,j
表示在第i个干扰区域的第j个采样点，表示波束在干扰区域采样点的功率总和；m表示在波束的主瓣中心区域的采样点数，表示波束在其主瓣中心区域的m个采样点的功率总和；[w]n表示波束成形矢量w的第n个元素，根据相控阵所有移相器的恒模约束，w中的每一个元素均满足
[0030]
进一步的，在所述步骤s2中，通过流形优化工具箱对优化问题进行求解。
[0031]
本发明的有益效果是：
[0032]
1、对于全连接架构下的毫米波多用户波束成形问题，本发明通过考虑基站发射向不同用户的波束间的干扰抑制建立优化问题模型，基于此提出了一种波束成形方法，该方法能够在只使用模拟波束成形而不使用数字波束成形的条件下，达到近似混合波束成形的平均和速率性能；
[0033]
2、对于雷达系统中抑制干扰的唯相位波束设计问题，本发明给出了一种有效的波束设计方案，该方法相对于现有的唯相位波束零陷设计方案具有更好的性能。
附图说明
[0034]
图1和图2是本发明实施例1中使用的毫米波多用户无线通信系统模型的示意图；
[0035]
图3是基站端配备64阵元，阵元间隔为半波长，射频链路数目为4，基站获取到的为精确的出发角、用户与基站之间的传输路径总数等于1时，利用本发明实施例1提供的波束
成形方法的用户平均和速率与混合波束成形、全数字波束成形的用户平均和速率比较图；
[0036]
图4是基站端配备64阵元，阵元间隔为半波长，射频链路数目为4，用户与基站之间的传输路径总数等于1时，利用本发明实施例1在不精确的出发角条件下设计的波束成形方法的用户平均和速率与在精确的出发角条件下设计的混合波束成形、全数字波束成形的用户平均和速率比较图；
[0037]
图5是基站端配备64阵元，阵元间隔为半波长，射频链路数目为4，用户与基站之间的传输路径总数等于3时，利用本发明实施例1在不精确的出发角条件下设计的波束成形方法的用户平均和速率与在精确的出发角条件下设计的混合波束成形、全数字波束成形的用户平均和速率比较图；
[0038]
图6是雷达天线阵列配备32阵元，阵元间隔为半波长时，利用本发明实施例2设计的波束和利用文献[1]中的半定松弛算法、文献[2]中的克罗内克分解算法设计的波束的对比。
具体实施方式
[0039]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0040]
实施例1
[0041]
参见图1-图5，本实施例提供一种针对毫米波多用户无线通信系统的抑制波束间干扰的相控阵波束方法，该方法具体包括如下的步骤：
[0042]
步骤s1、构建基于毫米波多用户无线通信系统模型，其中该模型的结构如图1所示，具体的说：
[0043]
针对一个基站服务k个用户的下行通信场景，其用户均为单天线用户，基站采用全连接的混合波束成形架构，射频链路数目与用户数目相等即n
rf
＝k，天线阵列为有n
t
根天线、天线间隔为半波长的均匀线性阵列。
[0044]
具体的说，以第q个用户为例，其下行信号传输模型可建立为：
[0045][0046]
其中，yq表示用户接收到的信号；表示基站与第q个用户间的下行信道矢量，表示复数域；表示基站发送给k个用户的数据流，其满足的功率约束，ps表示基站的发射功率，s的第q个元素[s]q表示基站发送给第q个用户的数据；ηq表示第q个用户接收到的加性白噪声，服从均值为0，方差为σ2的复高斯分布，即表示基站的模拟波束成形矩阵，模拟波束成形在由移相器组成的相控阵网络上进行，受到移相器的恒定模值约束，即f
rf
中的每一个元素均满足中的每一个元素均满足表示基站的数字波束成形矩阵。
[0047]
具体的说，在本实施例中，其采用的波束成形方法为相控阵波束成形而不使用数字波束成形，因此，数字波束成形矩阵设定为单位矩阵，即f
bb
＝ik，则图1中的混合波束成形架构简化为图2中的模拟波束成形架构，上述的下行信号传输模型简化为：
[0048][0049]
其中，f
rf
的k个列向量分别表示基站发送给k个用户的波束成形矢量。
[0050]
具体的说，在本实施例中，上述的下行信号传输模型中，信道建模为：
[0051][0052]
其中，lq表示基站与第q个用户间信道的多径总数，α
q,l
和φ
q,l
分别表示第q个用户的第l条路径的复增益和出发角(angle of departure，aod)。a(φ
q,l
)表示第q个用户的第l条路径的阵列导向矢量，其具体表达式为：
[0053][0054]
其中λc为载波波长，d表示天线阵元间距，(
·
)
t
表示转置运算。
[0055]
步骤s2、针对步骤s1中构建的基于毫米波多用户无线通信系统模型，建立其具有恒模约束的抑制波束间干扰的波束成形模型；
[0056]
具体的说，由于用户均为单天线单射频链用户，为最大化用户接收到的信号功率，模拟波束成形矩阵f
rf
形成的k个波束的主瓣中心需要分别对准k个用户复增益最大的路径(一般为视距路径)的aod，记为但由于旁瓣的存在，波束之间不可避免地存在干扰，影响基站和用户之间的通信。
[0057]
步骤s201、根据基站否能获得每个用户精确的来构建不同的优化问题，若基站无法获得每个用户精确的则以最小化当前用户波束在其主瓣中心区域功率和该波束在其余用户波束主瓣中心区域的功率的线性组合为优化目标构建优化问题。
[0058]
具体的说，在本实施例中，该步骤s201包括：
[0059]
为减小波束间干扰对通信质量的影响，需要对波束间的干扰进行抑制。此外，考虑到基站在波束扫描阶段可能受波束分辨率的影响获取不到每个用户精确的而只能获取到所在的一个宽度为波束分辨率的角度域范围ωk，存在对定位的误差即波束扫描误差，所以基站在实际发射波束时波束中心对准的是角度域范围ωk的中心，而非精确的精确的可能分布在ωk的任何位置。因此为抑制发射向不同用户的波束之间的干扰，同时保证每个用户的通信质量，需要使单个波束在主瓣偏移尽可能小的条件下在其余波束的ωk区域形成零陷。多个用户的波束的设计问题为相互独立的k个子问题。
[0060]
更具体的说，在本实施例中，以发射向第q个用户的波束的设计为例，波束成形矢量wq＝f
rf
(:,q)的设计问题可建立为波束区域零陷的优化问题：
[0061][0062]
其中，λ为一正实数权重因子，θ
k,j
表示在第k个波束的主瓣中心区域的第j个采样点，k＝1,2,
…
,k，j＝1,2,
…
,j；wq表示f
rf
的第q列；表示第q个用户的波束分配在其他用户波束主瓣中心区域ωk的采样点的功率总和，即第q个用户的波束对其余用户波束造成的干扰功率总和；m表示在待设计的当前波束即第q个波束的主瓣中心区域的采样点数，表示第q个波束在其主瓣中心区域的m个采样点的功率总和；|
·
|表示取模值，[wq]n表示波束成形矢量wq的第n个元素，根据相控阵所有移相器的恒模约束，wq中的每一个元素均满足
[0063]
步骤s202、若基站能获得每个用户精确的则无需对每个波束的主瓣中心区域区域ωk进行采样，上述优化问题中的主瓣中心区域简化为一个中心点，因此，步骤s201中构建的波束区域零陷的优化问题可以简化为多点零陷的优化问题，具体表示为：
[0064][0065]
其中，θk表示第k个波束的主瓣中心点。
[0066]
步骤s203、针对上述构建的波束区域零陷的优化问题或者多点零陷的优化问题进行求解，其包括：设定权重因子λ，通过流形优化工具箱，对优化问题进行求解可得到波束成形矢量wq。以此类推，可依次解出wk(1≤k≤k)，并得到模拟波束成形矩阵f
rf
，其中f
rf
(:,k)＝wk。
[0067]
实施例2
[0068]
参见图6，本实施例提供一种针对雷达系统的抑制波束间干扰的相控阵波束设计方法，该方法基于一个阵元间隔为半波长的雷达天线阵列，其阵元数目为n
t
，阵列排布为均匀线性阵列。该方法具体包括如下步骤：
[0069]
步骤s1、确定该雷达系统，构建其波束方向图表达式，具体包括：
[0070]
步骤s101、针对该均匀线性阵列，其在θ方向的阵列导向矢量表示为：
[0071][0072]
步骤s102、设波束成形矢量为w，则其对应的波束方向图可以表示为：
[0073]
f(θ)＝|wha(θ)|2[0074]
其中，|
·
|表示取模值。
[0075]
步骤s2、针对步骤s1中构建的波束方向图，对其进行设计，该设计包括：以最小化
波束在其主瓣中心区域的功率和该波束在干扰区域的功率的线性组合为优化目标构建优化问题，再求解该优化问题，得到波束成形矢量。
[0076]
具体的说，在本实施例中，该步骤s2具体包括：
[0077]
步骤s201、为了抑制特定方向的干扰，需要对波束进行设计，使波束方向图在特定方向形成零陷，该问题可以转化为最小化波束分配在特定方向的功率。同时，为了尽可能减小主瓣的偏移，还需要保证波束在主瓣中心区域的功率最大。波束成形矢量w的设计问题可建立为如下的优化问题：
[0078][0079]
其中，λ为一正实数权重因子，θ
i,j
表示在第i个干扰区域的第j个采样点，i＝1,2,
…
,i，表示波束在干扰区域采样点的功率总和。m表示在波束的主瓣中心区域的采样点数，表示波束在其主瓣中心区域的m个采样点的功率总和。|
·
|表示取模值，[w]n表示波束成形矢量w的第n个元素，根据相控阵所有移相器的恒模约束，w中的每一个元素均满足
[0080]
步骤s202、设定权重因子λ，通过流形优化工具箱对优化问题进行求解可得到波束成形矢量w。
[0081]
为了验证上述的实施例1和实施例2中方法的正确性和先进性，因此进行了仿真实验，具体包括：
[0082]
图3仿真参数为：基站天线数n
t
为64，射频链路数n
rf
为4，基站一共服务k＝4个用户。用户与基站之间的传输路径总数lk等于1，仅包含1条主径，主径路径增益服从复高斯分布，即基站端的信道状态信息为精确的路径aod，权重因子λ＝1000。图3中，首先利用实施例1中的步骤s202建立优化问题模型，再通过流形优化工具箱得到每个用户的波束成形矢量，形成模拟波束成形矩阵。结合实际信道，改变传输信噪比，进行2000次蒙特卡罗仿真，绘出用户平均和速率与snr的关系曲线，如图3中圆形实线所示。同时，画出混合波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图3中星号实线所示，以及全数字波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图3中虚线所示。用户平均和速率的表达式为
[0083][0084]
其中rk表示第k个用户的可达速率，其具体表达式为
[0085][0086]
其中，f＝f
rffbb
，记混合波束成形、全数字波束成形和本发明提出的相控阵波束成
形的f分别为f2、f3和f1。相控阵波束成形的f1＝f
rf
；混合波束成形即星号实线的由对等效信道矩阵h
eq
＝hf
rf
进行迫零预编码得到，即f
bb
＝(h
eq
)-1
＝(hf
rf
)-1
，其中h＝[h1,h2,
…
,hk]h，初步的混合波束成形矩阵f
hb
＝f
rffbb
，由于混合波束成形并不具有功率增益，因此还需对f
hb
每一列做能量归一化的处理，得到最终的f2，即，即全数字波束成形的为迫零预编码器，f3＝hh(hhh)-1
。对比上述三条曲线可以发现，本发明提出的波束成形方法可以达到与混合波束成形相同的性能，并且与全数字波束成形相比，二者的用户平均和速率在snr为15db时只相差了0.0457bps/hz。这是因为本发明提出的相控阵波束成形方法在对用户的波束进行设计时，使得当前用户的波束分配在其他用户波束中心位置的能量尽可能接近零，等效信道矩阵h
eq
＝hf
rf
非对角元素的模值接近0，完成了用户间干扰抑制的任务，因此能够达到与混合波束成形相同的性能。
[0087]
图4仿真参数为：基站天线数n
t
为64，射频链路数n
rf
为4，基站共服务k＝4个用户。用户与基站之间的传输路径总数lk等于1，主径的路径增益服从复高斯分布，即基站端的信道状态信息为不精确的路径出发角，权重因子λ＝1000。图4中，首先利用实施例1中的步骤s201建立优化问题模型，再通过流形优化工具箱得到每个用户的波束成形矢量，形成相控阵波束成形矩阵。结合实际信道，改变传输信噪比，进行2000次蒙特卡罗仿真，绘出用户平均和速率与snr的关系曲线，如图4中圆形实线所示。同时，画出混合波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图4中星号实线所示，以及全数字波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图4中虚线所示。其中，为表明性能上界，在计算混合波束成形矩阵和全数字波束成形矩阵时使用的h为精确的信道状态信息即精确的路径出发角。对比上述三条曲线可以发现，本发明提出的波束成形方法可以在snr《20db时达到与混合波束成形相同的性能，并且与全数字波束成形相比，二者的用户平均和速率在snr为15db时只相差了1.13bps/hz。这是因为本发明提出的相控阵波束成形方法在对用户的波束进行设计时，使得当前用户的波束分配在其他用户波束中心区域的能量尽可能小，等效信道矩阵h
eq
＝hf
rf
接近对角矩阵，起到了干扰抑制的作用，因此能够在snr较小即噪声为影响和速率的主要因素时达到与混合波束成形相同的性能。
[0088]
图5仿真参数为：基站天线数n
t
为64，射频链路数n
rf
为4，基站共服务k＝4个用户。用户与基站之间的传输路径总数lk等于3，包含1条主径、2条从径，其中主径的路径增益服从复高斯分布，即从径的路径增益也服从复高斯分布，且能量为主径的1/100，即基站端的信道状态信息为不精确的路径出发角，权重因子λ＝1000。图5中，首先利用实施例1中的步骤s201建立优化问题模型，通过流形优化工具箱得到每个用户的波束成形矢量，形成模拟波束成形矩阵。结合实际信道，改变传输信噪比，进行2000次蒙特卡罗仿真，绘出用户平均和速率与snr的关系曲线，如图5中圆形实线所示。同时，画出混合波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图5中星号实线所示，以及全数字波束成形条件下的用户平均和速率与snr的关系曲线，如图5中虚线所示。其中，为表明性能上界，在计算混合波束成形矩阵和全数字波束成形矩阵时使用的h为精确的信道状态信息即精确的路径出发角。对比上述三条曲线可以发现，由于受到2条
从径的干扰，本发明提出的相控阵波束成形的性能低于结合了迫零预编码的混合波束成形的性能，但仍可以在snr《10db时达到与混合波束成形相同的性能。这是因为本发明提出的相控阵波束成形方法在对用户的波束进行设计时，使得当前用户的波束分配在其他用户波束中心区域的能量尽可能小，起到了干扰抑制的作用。
[0089]
图6仿真参数为：雷达均匀线性阵列的天线数目n
t
＝32，阵元间隔为半波长。波束中心角度θ0＝0
°
，主瓣中心区域对应的区间为[-1.7
°
,1.7
°
]，采样点数m＝5。干扰区域即零陷区间为[-10.8
°
,-14.45
°
]∪[14.9
°
,18.2
°
]，即i＝2，每个干扰区域的采样点数为j＝10，权重因子λ＝5000。图6中，首先利用实施例2中的步骤s201建立优化问题模型，通过流形优化工具箱解出波束成形矢量w，绘出w对应的波束，如图6中实线所示。同时，画出文献[1]的半定松弛算法设计的波束、文献[2]中的克罗内克分解算法设计的波束以及没有进行波束零陷设计的准静态波束，如图6中点划线、点线和虚线所示。对比上述4条曲线可以发现，在零陷区间，本发明设计的波束的阵列增益均达到了-60db以下，低于文献[1]和文献[2]的阵列增益，且与准静态波束在该区间的阵列增益峰值相比下降了40db左右；在波束中心位置，本发明设计的波束与准静态波束相比，阵列增益只下降了1.16db，与文献[1]设计的波束相比，阵列增益只相差了0.26db，而与文献[2]设计的波束相比，阵列增益要高出10.06db。由此可以看出，本发明设计的波束能够在保证主瓣中心区域阵列增益的前提下，取得最优的干扰抑制的性能。
[0090]
上述的文献[1]为：p.j.kajenski.phase only antenna pattern notching via a semidefinite programming relaxation[j].ieee transactions on antennas and propagation,2012,60(5):2562-2565.
[0091]
上述的文献[2]为：gu t,zhang x,he z,et al.phase-only nulling for uniform linear array via kronecker decomposition[a].in:2021xxxivth general assembly and scientific symposium of the international union of radio science(ursi gass)[c].2021,pp.1-4.
[0092]
综上所述，本发明给出的抑制波束间干扰的相控阵波束成形方法，能够在只使用模拟波束成形而不使用数字波束成形的条件下，达到近似混合波束成形的平均和速率性能，对用户波束间的干扰起到了有效的抑制作用。同时，在雷达系统中对单个波束进行设计时，本发明给出的波束零陷设计方案比起现有方法具有更好的性能。
[0093]
本发明未详述之处，均为本领域技术人员的公知技术。
[0094]
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。