一种双频DC-DC变换器及其动态协调控制方法

一种双频dc-dc变换器及其动态协调控制方法
技术领域
1.本发明涉及dc-dc变换器技术领域，尤其涉及一种低纹波的双频dc-dc变换器及其动态协调控制方法。


背景技术：

2.随着信息和通信技术的快速发展，数据中心的规模和能耗都在迅速增加，对低输出纹波、宽电压调节范围及快响应速度的高性能服务器电源的需求不断增长。llc谐振变换器由于具有高效率、高功率密度的优势，是目前服务器电源中应用最为广泛的拓扑结构。然而，llc谐振变换器具有输出电流不连续的特性，在中大功率应用场合，其输出纹波较大，一定程度上限制了其应用范围。
3.为满足低输出纹波的要求，采用大容量、大体积的电容对llc谐振变换器的输出进行滤波是一种简单有效的方法，但一定程度上降低了llc谐振变换器的功率密度。
4.llc谐振变换器采用交错并联拓扑结构可显著降低输出纹波，但是由于元件容差的存在，需额外添加功率开关管、电感、电容及均流控制策略以保证其可靠运行，系统的复杂程度增加，如申请号为201910904161.6的中国专利申请文献，公开了一种半桥llc谐振变换器模块交错并联电路及其均流控制方法，采用多个拓扑结构一致的llc谐振变换器模块进行交错并联，并且每个llc谐振变换器模块的驱动信号之间相差一定相位，可以实现系统输出纹波的抵消。但是该方法存在以下不足，(1)由于谐振元件的容差的存在，交错并联llc谐振变换器需要额外添加功率开关管、电感、电容及均流控制策略以实现输出电流的均衡，系统成本增加的同时，其功率密度也将下降；(2)llc谐振变换器模块的pfm调制与均流控制、辅助功率开关管控制等紧密耦合，系统的输出电压调节的复杂程度增加。
5.此外，提升功率器件的开关频率也是一种降低输出纹波的方法，宽禁带半导体器件替换硅基半导体器件可以提高开关频率，提升电源装置的输出纹波、功率密度、效率等性能指标，但是对功率器件、变压器、电源装置的emi等提出了更为严苛的要求，其成本也随之增加。如申请号为cn201910740392.8的中国专利申请文献，公开了高功率密度gan电容串接式交错并联pfc电源模块，通过使用高开关速度、低开关损耗的宽禁带半导体器件，提升dc-dc变换器模块的开关频率，电源装置具有低输出纹波、高功率密度、高效率的优点。但是该方法存在以下不足，(1)高开关频率运行对功率器件提出了更为严苛的要求，需选用开关速度快、开关损耗小的宽禁带半导体器件，而同等规格宽禁带半导体器件的价格是同等规格硅基半导体器件价格的五倍以上，系统的成本将大幅增加；(2)由于变压器绕组的趋肤效应与临近效应，高开关频率运行将使变压器的涡流损耗增大，电源装置的效率大幅降低；(3)高开关频率运行，电路的寄生参数会严重影响dc-dc变换器的性能，emi问题不可忽视，电源装置的设计难度增大。
6.综上所述，上述技术方案虽然能有效降低中大功率应用中llc谐振变换器的输出纹波，但将导致其功率密度下降、系统控制复杂程度增加、成本增加、变压器设计难度增加、emi抑制难度增加等问题。因此，缺乏一种简单有效的技术方案来降低中大功率应用中llc
谐振变换器的输出纹波，同时兼顾其效率、功率密度、成本等方面的性能指标。
7.现有技术至少存在以下不足：
8.1.在降低llc谐振变换器输出纹波的同时，导致其功率密度下降、系统控制复杂程度增加、成本增加等问题。
9.2.在降低llc谐振变换器输出纹波的同时，导致电源装置中变压器设计、emi抑制难度增加等问题。


技术实现要素：

10.为解决现有技术中存在的技术问题，本发明提供了一种低纹波的双频dc-dc变换器及其动态协调控制方法。本发明提出的双频dc-dc变换器包括llc谐振变换器模块和pwm dc-dc变换器模块，pwm dc-dc变换器模块的输入与llc谐振变换器模块的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块的主输出串联。llc谐振变换器模块以khz级开关频率开环运行，始终运行于谐振频率点；pwm dc-dc变换器模块以mhz级开关频率运行，传输小于20％的功率，并动态协调抵消llc谐振变换器模块主输出的纹波。本发明提出的双频dc-dc变换器实现输出纹波低的同时，具有宽输出电压范围与响应速度快的优点，且具有与常规llc谐振变换器相当的高效率与高功率密度特性。
11.本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块和pwm dc-dc变换器模块，pwm dc-dc变换器模块的输入与llc谐振变换器模块的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块主输出的输出电压、llc谐振变换器模块副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块的输出电压满足以下关系：
[0012][0013]
其中，
[0014]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0015]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0016]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0017]vo1_ac
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压的交流分量；
[0018]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块输出电压的交流分量；
[0019]vo1_dc
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压的直流分量；
[0020]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块输出电压的直流分量；
[0021]
d为pwm dc-dc变换器模块的占空比。
[0022]
优选地，llc谐振变换器模块包括斩波单元、谐振电路单元、变压器单元、多个整流单元、输入滤波电容与多个输出滤波电容；变压器单元为多绕组变压器；斩波单元、谐振电路单元、变压器单元顺序级联；多个整流单元分别对变压器单元的多个绕组进行整流，输入滤波电容与输入电源并联，多个输出滤波电容分别与多个整流单元以及pwm dc-dc变换器
模块的输出并联。
[0023]
优选地，多个整流单元包括第一整流单元和第二整流单元，变压器单元的副边绕组包括主绕组与副绕组，主绕组与副绕组的匝数比满足n2≥n3；
[0024]
n2为主绕组的匝数；
[0025]
n3为副绕组的匝数。
[0026]
优选地，llc谐振变换器模块主输出的输出电压v
o1
与副输出的输出电压v
o2
满足以下关系：
[0027][0028]
优选地，llc谐振变换器模块中斩波单元为半桥结构、全桥结构或多电平结构，其中功率器件选用硅基器件。
[0029]
优选地，pwm dc-dc变换器模块包括dc-dc变换单元，dc-dc变换单元为buck变换器、buck-boost变换器或cuk变换器，其中功率器件选用宽禁带器件。
[0030]
本发明提供了一种上述任一项双频dc-dc变换器的动态协调控制方法，包括：
[0031]
llc谐振变换器模块以khz级开关频率开环运行，且始终运行在谐振频率点，经过pfm调制后控制斩波单元功率器件的开通关断；
[0032]
pwm dc-dc变换器模块以mhz级开关频率运行，传输小于20％的功率；
[0033]
pwm dc-dc变换器模块根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，预测pwm dc-dc变换器模块的下一开关周期的占空比，通过pwm调制后控制dc-dc变换单元中功率器件的开通关断，对pwm dc-dc变换器模块输出电压进行调节，使v
o3_ac
与v
o1_ac
相互抵消，以满足以下关系
[0034]vo1_ac
v
o3_ac
＝0
[0035]
使得双频dc-dc变换器的输出电压vo仅含直流分量，以满足以下关系
[0036]vo
＝v
o1_dc
v
o3_dc
[0037]
其中，
[0038]io2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电流。
[0039]
优选地，pwm dc-dc变换器模块根据检测到的v
o1
和v
o2
，得到在一个开关周期内，pwm dc-dc变换器模块的输出电流的增加值δi
o2_up
和减小值δi
o2_down
为
[0040][0041]
其中，
[0042]
ts表示开关周期；
[0043]
lo为pwm dc-dc变换器模块的功率电感。
[0044]
优选地，pwm dc-dc变换器模块根据检测到的i
o2
，得到在一开关周期内，pwm dc-dc变换器模块的输出电压的增加值δv
o2_up
和减小值δv
o2_down
为
[0045][0046]
其中，
[0047]rl
为负载；
[0048]co3
为dc-dc变换器模块的输出电容。
[0049]
优选地，pwm dc-dc变换器模块根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，预测得到下一开关周期的占空比d为：
[0050][0051]
其中，
[0052]
δv
o3
为pwm dc-dc变换器模块电压误差，满足以下关系
[0053][0054]
其中，
[0055]vo
*为双频dc-dc变换器输出电压的给定值；
[0056]
v'o为双频dc-dc变换器输出电压的反馈值；
[0057]vo1(k)-v
o1(k-1)
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压在第k时刻与第k-1时刻的电压差，将其作为下一开关周期llc谐振变换器模块主输出的输出电压的预测值。
[0058]
与现有技术相对比，本发明的有益效果如下：
[0059]
1.本发明的双频dc-dc变换器中pwm dc-dc变换器模块以mhz级开关频率运行，并且动态协调快速地更新占空比，补偿抵消llc谐振变换器模块的输出纹波。因此，双频dc-dc变换器具有低输出纹波特性。
[0060]
2.本发明的双频dc-dc变换器中llc谐振变换器模块始终运行在谐振频率点，pwm dc-dc变换器模块的功率器件选用高开关频率、低损耗与高结温的宽禁带器件，且仅传输小于20％的功率，双频dc-dc变换器具有较小的损耗；基于宽禁带器件的pwm dc-dc变换器模块以mhz级开关频率运行，无源器件及散热装置体积小。因此，双频dc-dc变换器具有与常规llc谐振变换器相当的高效率与高功率密度特性。
[0061]
3.本发明的双频dc-dc变换器中以mhz级开关频率运行的pwm dc-dc变换器模块通过快速地改变占空比可实现输出电压的快速调节。因此，双频dc-dc变换器具有宽电压调节范围与响应速度快的优点。
附图说明
[0062]
图1是本发明的一个实施例的双频dc-dc变换器的拓扑图；
[0063]
图2是本发明的一个实施例的双频dc-dc变换器的运行示意图；
[0064]
图3是本发明的一个实施例的双频dc-dc变换器的等效电路；
[0065]
图4是本发明的一个实施例的双频dc-dc变换器的动态协调控制方法；
[0066]
图中，1、llc谐振变换器模块；2、pwm dc-dc变换器模块；1-1、斩波单元；1-2谐振电
路单元；1-3变压器单元、1-4第一整流单元、1-5第二整流单元。
具体实施方式
[0067]
下面结合附图1-4，对本发明的具体实施方式作详细的说明。
[0068]
本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块1和pwm dc-dc变换器模块2，pwm dc-dc变换器模块2的输入与llc谐振变换器模块1的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块1的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块1主输出的输出电压、llc谐振变换器模块1副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块2的输出电压满足以下关系：
[0069][0070]
其中，
[0071]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0072]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0073]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0074]vo1_ac
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量；
[0075]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的交流分量；
[0076]vo1_dc
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的直流分量；
[0077]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的直流分量；
[0078]
d为pwm dc-dc变换器模块2的占空比。
[0079]
双频dc-dc变换器的等效电路如图3所示，双频dc-dc变换器的输出是由llc谐振变换器模块1主输出与pwm dc-dc变换器模块2输出串联，则其输出电压vo满足以下关系
[0080]vo
＝v
o3
v
o1
[0081]vo1_ac
和v
o1_dc
分别为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量与直流分量；v
o3_ac
和v
o3_dc
分别为llc谐振变换器模块1副输出的输出电压的交流分量与直流分量，则双频dc-dc变换器输出电压为
[0082]vo
＝v
o1_ac
v
o1_dc
v
o3_ac
v
o3_dc
[0083]
根据本发明的一个具体实施方案，llc谐振变换器模块1包括斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3、多个整流单元、输入滤波电容与多个输出滤波电容；变压器单元1-3为多绕组变压器；斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3顺序级联；多个整流单元分别对变压器单元1-3的多个绕组进行整流，输入滤波电容与输入电源并联，多个输出滤波电容分别与多个整流单元以及pwm dc-dc变换器模块2的输出并联。
[0084]
根据本发明的一个具体实施方案，多个整流单元包括第一整流单元1-4和第二整流单元1-5，变压器单元1-3的副边绕组包括主绕组与副绕组，主绕组与副绕组的匝数比满足n2≥n3；
[0085]
n2为主绕组的匝数；
[0086]
n3为副绕组的匝数。
[0087]
根据本发明的一个具体实施方案，llc谐振变换器模块1主输出的输出电压v
o1
与副输出的输出电压v
o2
满足以下关系：
[0088][0089]
根据本发明的一个具体实施方案，llc谐振变换器模块1中斩波单元1-1为半桥结构、全桥结构或多电平结构，其中功率器件选用硅基器件。
[0090]
根据本发明的一个具体实施方案，如图1所示，llc谐振变换器模块1中斩波单元1-1为半桥结构，包括串联连接的功率器件q1与功率器件q2；谐振电路单元1-2包括串联连接的谐振电感lr、励磁电感lm、以及谐振电容cr，第一整流单元1-4包括整流二极管d1和d2、第二整流单元1-5包括整流二极管d3与d4，输入滤波电容c
in
与llc谐振变换器模块1并联，输出滤波电容c
o1
与c
o2
分别为llc谐振变换器模块1主输出与副输出并联，变压器单元包括多绕组高频变压器t1。
[0091]
根据本发明的一个具体实施方案，pwm dc-dc变换器模块2包括dc-dc变换单元，dc-dc变换单元为buck变换器、buck-boost变换器或cuk变换器，其中功率器件选用宽禁带器件。
[0092]
根据本发明的一个具体实施方案，如图1所示，dc-dc变换单元为buck电路，包括功率器件q3、功率器件q4和功率电感lo，工作在同步整流模式，输出滤波电容c
o3
与pwm dc-dc变换器模块2的并联。
[0093]
本发明提供了一种上述任一项双频dc-dc变换器的动态协调控制方法，包括：
[0094]
llc谐振变换器模块1以khz级开关频率开环运行，且始终运行在谐振频率点，经过pfm调制后控制斩波单元1-1功率器件的开通关断；
[0095]
pwm dc-dc变换器模块2以mhz级开关频率运行，传输小于20％的功率，并且动态协调补偿llc谐振变换器模块1的输出谐波，以实现双频dc-dc变换器的低输出纹波；
[0096]
pwm dc-dc变换器模块2根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，预测pwm dc-dc变换器模块2的下一开关周期的占空比，通过pwm调制后控制dc-dc变换单元中功率器件的开通关断，对pwm dc-dc变换器模块2输出电压进行调节，使v
o3_ac
与v
o1_ac
相互抵消，以满足以下关系
[0097]vo1_ac
v
o3_ac
＝0
[0098]
使得双频dc-dc变换器的输出电压vo仅含直流分量，以满足以下关系
[0099]vo
＝v
o1_dc
v
o3_dc
[0100]
其中，
[0101]io2
为llc谐振变换器模块1副输出的输出电流。
[0102]
根据本发明的一个具体实施方案，pwm dc-dc变换器模块2根据检测到的v
o1
和v
o2
，得到在一个开关周期内，pwm dc-dc变换器模块2的输出电流的增加值δi
o2_up
和减小值δi
o2_down
为
[0103][0104]
其中，
[0105]
ts表示开关周期；
[0106]
lo为pwm dc-dc变换器模块2的功率电感。
[0107]
根据本发明的一个具体实施方案，pwm dc-dc变换器模块2根据检测到的i
o2
，得到在一开关周期内，pwm dc-dc变换器模块2的输出电压的增加值δv
o2_up
和减小值δv
o2_down
为
[0108][0109]
其中，
[0110]rl
为负载；
[0111]co3
为dc-dc变换器模块的输出电容。
[0112]
根据本发明的一个具体实施方案，pwm dc-dc变换器模块2根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，预测得到下一开关周期的占空比d为：
[0113][0114]
其中，
[0115]
δv
o3
为pwm dc-dc变换器模块2电压误差，满足以下关系
[0116]
δv
o3
＝v
o*-v'
o-(v
o1(k)-v
o1(k-1)
)
[0117]
其中，
[0118]vo
*为双频dc-dc变换器输出电压的给定值；
[0119]
v'o为双频dc-dc变换器输出电压的反馈值；
[0120]vo1(k)-v
o1(k-1)
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压在第k时刻与第k-1时刻的电压差，将其作为下一开关周期llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的预测值。
[0121]
根据本发明的一个具体实施方案，双频dc-dc变换器中llc谐振变换器模块1主输出的功率传输系数k1与llc谐振变换器模块1副输出的功率传输系数k2满足以下关系：
[0122][0123]
其中，
[0124]
p1为llc谐振变换器模块1主输出传输的功率；
[0125]
p2为llc谐振变换器模块1副输出传输的功率；
[0126]
p
in
为输入功率。
[0127]
n2/n3≥0.8，且则k1≥0.8，大于80％的功率由llc谐振变换器模块1的主输出承担，llc谐振变换器模块副输出与pwm dc-dc变换器模块2级联的结构只传输小于20％的功率。
[0128]
双频dc-dc变换器效率η的计算公式为
[0129]
η＝k1·
η1 k2·
η1·
η2[0130]
其中，
[0131]
η1为llc谐振变换器模块1的效率；
[0132]
η2为pwm dc-dc变换器模块2的效率。
[0133]
虽然两级级联的结构传输功率的效率低，但是该部分功率所占比重小，双频dc-dc变换器的效率主要由llc谐振变换器模块1的主输出的效率决定；而llc谐振变换器模块1始终运行于谐振频率点，实现了斩波单元1-1中功率器件的软开关，因此，双频dc-dc变换器具有与llc谐振变换器相当的高效率特性。双频dc-dc变换器的运行示意图如图2所示。
[0134]
实施例1
[0135]
根据本发明的一个具体实施方案，下面对本发明的双频dc-dc变换器进行详细说明。
[0136]
本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块1和pwm dc-dc变换器模块2，pwm dc-dc变换器模块2的输入与llc谐振变换器模块1的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块1的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块1主输出的输出电压、llc谐振变换器模块1副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块2的输出电压满足以下关系：
[0137][0138]
其中，
[0139]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0140]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0141]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0142]vo1_ac
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量；
[0143]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的交流分量；
[0144]vo1_dc
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的直流分量；
[0145]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的直流分量；
[0146]
d为pwm dc-dc变换器模块2的占空比。
[0147]
实施例2
[0148]
根据本发明的一个具体实施方案，下面对本发明的双频dc-dc变换器进行详细说
明。
[0149]
本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块1和pwm dc-dc变换器模块2，pwm dc-dc变换器模块2的输入与llc谐振变换器模块1的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块1的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块1主输出的输出电压、llc谐振变换器模块1副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块2的输出电压满足以下关系：
[0150][0151]
其中，
[0152]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0153]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0154]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0155]vo1_ac
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量；
[0156]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的交流分量；
[0157]vo1_dc
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的直流分量；
[0158]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的直流分量；
[0159]
d为pwm dc-dc变换器模块2的占空比。
[0160]
llc谐振变换器模块1包括斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3、多个整流单元、输入滤波电容与多个输出滤波电容；变压器单元1-3为多绕组变压器；斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3顺序级联；多个整流单元分别对变压器单元1-3的多个绕组进行整流，输入滤波电容与输入电源并联，多个输出滤波电容分别与多个整流单元以及pwm dc-dc变换器模块2的输出并联。
[0161]
实施例3
[0162]
根据本发明的一个具体实施方案，下面对本发明的双频dc-dc变换器进行详细说明。
[0163]
本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块1和pwm dc-dc变换器模块2，pwm dc-dc变换器模块2的输入与llc谐振变换器模块1的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块1的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块1主输出的输出电压、llc谐振变换器模块1副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块2的输出电压满足以下关系：
[0164][0165]
其中，
[0166]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0167]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0168]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0169]vo1_ac
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量；
[0170]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的交流分量；
[0171]vo1_dc
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的直流分量；
[0172]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的直流分量；
[0173]
d为pwm dc-dc变换器模块2的占空比。
[0174]
llc谐振变换器模块1包括斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3、多个整流单元、输入滤波电容与多个输出滤波电容；变压器单元1-3为多绕组变压器；斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3顺序级联；多个整流单元分别对变压器单元1-3的多个绕组进行整流，输入滤波电容与输入电源并联，多个输出滤波电容分别与多个整流单元以及pwm dc-dc变换器模块2的输出并联。
[0175]
多个整流单元包括第一整流单元1-4和第二整流单元1-5，变压器单元1-3的副边绕组包括主绕组与副绕组，主绕组与副绕组的匝数比满足n2≥n3；
[0176]
n2为主绕组的匝数；
[0177]
n3为副绕组的匝数。
[0178]
实施例4
[0179]
根据本发明的一个具体实施方案，下面对本发明的双频dc-dc变换器进行详细说明。
[0180]
本发明提供了一种双频dc-dc变换器，包括llc谐振变换器模块1和pwm dc-dc变换器模块2，pwm dc-dc变换器模块2的输入与llc谐振变换器模块1的副输出级联，其输出与llc谐振变换器模块1的主输出串联；双频dc-dc变换器的输出电压、llc谐振变换器模块1主输出的输出电压、llc谐振变换器模块1副输出的输出电压以及pwm dc-dc变换器模块2的输出电压满足以下关系：
[0181][0182]
其中，
[0183]vo
为双频dc-dc变换器的输出电压；
[0184]vo1
为llc谐振变换器模块主输出的输出电压；
[0185]vo2
为llc谐振变换器模块副输出的输出电压；
[0186]vo1_ac
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的交流分量；
[0187]vo3_ac
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的交流分量；
[0188]vo1_dc
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的直流分量；
[0189]vo3_dc
为pwm dc-dc变换器模块2输出电压的直流分量；
[0190]
d为pwm dc-dc变换器模块2的占空比。
[0191]
llc谐振变换器模块1包括斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3、多个
整流单元、输入滤波电容与多个输出滤波电容；变压器单元1-3为多绕组变压器；斩波单元1-1、谐振电路单元1-2、变压器单元1-3顺序级联；多个整流单元分别对变压器单元1-3的多个绕组进行整流，输入滤波电容与输入电源并联，多个输出滤波电容分别与多个整流单元以及pwm dc-dc变换器模块2的输出并联。
[0192]
多个整流单元包括第一整流单元1-4和第二整流单元1-5，变压器单元1-3的副边绕组包括主绕组与副绕组，主绕组与副绕组的匝数比满足n2≥n3；
[0193]
n2为主绕组的匝数；
[0194]
n3为副绕组的匝数。
[0195]
llc谐振变换器模块1主输出的输出电压v
o1
与副输出的输出电压v
o2
满足以下关系：
[0196][0197]
llc谐振变换器模块1中斩波单元1-1为半桥结构，包括串联连接的的功率器件q1与功率器件q2，功率器件q1与功率器件q2为硅基器件；谐振电路单元1-2包括串联连接的谐振电感lr、励磁电感lm、以及谐振电容cr，第一整流单元1-4包括整流二极管d1和d2、第二整流单元1-5包括整流二极管d3与d4，输入滤波电容c
in
与llc谐振变换器模块1并联，输出滤波电容c
o1
与c
o2
分别为llc谐振变换器模块1主输出与副输出并联，变压器单元包括多绕组高频变压器t1。
[0198]
pwm dc-dc变换器模块2包括dc-dc变换单元，dc-dc变换单元为buck电路，功率器件q3与功率器件q4为宽禁带器件，工作在同步整流模式，lo为功率电感，c
o3
为pwm dc-dc变换器模块2的输出滤波电容。
[0199]
实施例5
[0200]
根据本发明的一个具体实施方案，下面对本发明的双频dc-dc变换器的动态协调控制方法进行详细说明，双频dc-dc变换器的动态协调控制方法，如图4所示，包括模型预测控制、pwm模块与pfm模块。
[0201]
llc谐振变换器模块以khz级开关频率开环运行，且始终运行在谐振频率点，即满足fs＝fr，经过pfm调制后控制q1与q2的开通关断；
[0202]
pwm dc-dc变换器模块以mhz级开关频率运行，传输小于20％的功率。pwm dc-dc变换器模块根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，基于模型预测控制算法预测其下一开关周期的占空比，通过pwm调制后控制q3与q4的开通关断，实现pwm dc-dc变换器模块输出电压的快速调节，使v
o3_ac
与v
o1_ac
相互抵消，以满足以下关系
[0203]vo1_ac
v
o3_ac
＝0
[0204]
使得双频dc-dc变换器的输出电压vo仅含直流分量，以实现输出纹波低的目的，满足以下关系
[0205]vo
＝v
o1_dc
v
o3_dc
[0206]
根据检测到的v
o1
、v
o2
，得到在一个开关周期内，dc-dc变换器模块的输出电流的增加值δi
o2_up
和减小值δi
o2_down
为
[0207][0208]
其中，
[0209]
ts表示开关周期；
[0210]
lo为pwm dc-dc变换器模块的功率电感；
[0211]
根据检测到的i
o2
，得到在一个开关周期内，pwm dc-dc变换器模块的输出电压的增加值δv
o2_up
和减小值δv
o2_down
为
[0212][0213]
其中，
[0214]rl
为负载；
[0215]co3
为dc-dc变换器模块的输出电容。
[0216]
pwm dc-dc变换器模块2根据检测到的v
o1
、v
o2
及i
o2
，预测得到下一开关周期的占空比d为
[0217][0218]
其中，
[0219]
δv
o3
为pwm dc-dc变换器模块2电压误差，满足以下关系
[0220][0221]
其中，
[0222]vo
*为双频dc-dc变换器输出电压的给定值；
[0223]
v'o为双频dc-dc变换器输出电压的反馈值；
[0224]vo1(k)-v
o1(k-1)
为llc谐振变换器模块1主输出的输出电压在第k时刻与第k-1时刻的电压差，将其作为下一开关周期llc谐振变换器模块1主输出的输出电压的预测值。
[0225]
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围之内。