一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统及其充电电流计算方法

power transfer systems with dynamic coupling coefficient estimation,”ieee trans.power electron.,vol.33,no.6,pp.5005
–
5015,jun.2018.)提出了混合拓扑补偿结构来提供cc和cv输出，并能够在与(0相位角)zpa阻抗匹配的条件下，采用串并联或并串联来实现共模抑制。但是，该技术需要通过精确的阻抗匹配来实现，增加了实际系统实现难度。
8.除以上原因外，由于目前已有的方法中的电路环节较多，系统的功率受到最小额定工作电流的限制，尤其是整流器和充电转换两个环节。因此，无法实现大功率(大于500w)无线充电的功能。


技术实现要素：

9.本发明实施例的目的在于提供一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统，以解决现有电池无线充电系统的充电电路环节较多导致充电效率低而不满足大功率充电需求的问题，以及现有的用于大功率充电的电池无线充电系统原边和副边的电路规模大、实现难度大的问题。
10.本发明实施例的另一目的在于提供一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统的充电电流计算方法。
11.本发明实施例所采用的技术方案是：一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统，包括原边电路、耦合器和副边电路，所述原边电路包括：
12.原边切换器，用于对输入的直流电进行逆变并输出至耦合器的原边耦合线圈；
13.原边电流传感器，用于检测耦合器的原边电路的电流值；
14.原边控制电路，用于对原边电流传感器输出的检测值和设定的原边门限阈值进行比较，通过比较结果逻辑控制原边切换器，实现原边切换器的输入电流逆变以及输出瞬态电流峰值的控制。
15.进一步的，所述原边控制电路采用逻辑控制，包括：
16.原边基准分压电阻网络，用于输出原边门限阈值；
17.原边比较器，用于对原边电流传感器输出的检测值与原边基准分压电阻网络输出的原边门限阈值进行比较；
18.原边rs触发器，用于对原边比较器的输出信号进行实时逻辑运算，并输出原边切换器的控制信号；在原边电流传感器输出的原边电路瞬态电流值超过原边门限阈值时，控制原边切换器切换另一路开关管导通，否则，控制原边切换器保持当前开关管导通，实现原边切换器输出电流极性和峰值的控制；
19.原边开关管驱动器，用于根据原边rs触发器输出的控制信号驱动原边切换器中对应的开关管导通/截止。
20.进一步的，所述原边控制电路包括两个原边比较器，其中：
21.第一个原边比较器的正相端以及第二个原边比较器的反相端与原边基准分压电阻网络连接，原边基准分压电阻网络为第一个原边比较器的正相端提供原边门限阈值上限v
ref1
，原边基准分压电阻网络为第二个原边比较器的反相端提供原边门限阈值下限v
ref1-；
22.第一个原边比较器的反相端以及第二个原边比较器的正相端均与原边电流传感器的输出端连接；
23.第一个原边比较器的输出端与原边rs触发器的r端连接；
24.第二个原边比较器的输出端与原边rs触发器的s端连接；
25.原边rs触发器的q端通过对应的原边开关管驱动器与原边切换器的第一个桥臂的下开关q13以及第二个桥臂的上开关q12的控制端连接；原边rs触发器的q～端通过对应的原边开关管驱动器与原边切换器的第一个桥臂的上开关q11以及第二个桥臂的下开关q14的控制端连接。
26.进一步的，所述原边基准分压电阻网络包括第一电阻r
11
、第二电阻r
12
和第一可调电阻r
aj1
，其中：
27.所述第一电阻r
11
一端与原边电源v
ref1
连接，第一电阻r
11
另一端分两路连接，一路与第一个原边比较器的正相端连接提供原边门限阈值上限v
ref1
，另一路与第一可调电阻r
aj1
一端连接；
28.所述第二电阻r
12
一端接地，第二电阻r
12
另一端分两路连接，一路与第二个原边比较器的反相端连接提供门限阈值下限v
ref1-，另一路与第一可调电阻r
aj1
另一端连接。
29.进一步的，所述副边电路与原边电路的结构左右对称设置；
30.所述副边电路，包括：
31.副边切换器，用于对耦合器的副边耦合线圈输送的交流电进行整流；
32.副边电流传感器，用于检测耦合器的副边耦合线圈输出的电流值；
33.副边控制电路，用于对副边电流传感器输出的检测值和副边门限阈值进行比较，通过比较结果逻辑控制副边切换器实现副边电流的整流。
34.进一步的，所述副边控制电路采用逻辑控制，包括：
35.副边基准分压电阻网络，用于提供副边门限阈值；
36.副边比较器，用于对副边电流传感器输出的检测值与副边门限阈值进行比较；
37.副边rs触发器，用于对副边比较器的输出信号进行实时逻辑运算，并输出副边切换器的控制信号；在副边电流传感器输出的副边电路电流值超过副边门限阈值时，控制副边切换器切换另一路开关管导通，否则，控制副边切换器保持当前开关管导通，实现副边切换器输入的电流整流以及输出瞬态电流峰值的控制；
38.副边开关管驱动器，用于根据副边rs触发器输出的控制信号驱动副边切换器中对应的开关管导通/截止。
39.进一步的，所述副边控制电路包括两个副边比较器，其中：
40.第一个副边比较器的正相端以及第二个副边比较器的反相端均与副边基准分压电阻网络连接，副边基准分压电阻网络为第一个副边比较器的正相端提供副边门限阈值上限v
ref2
，副边基准分压电阻网络为第二个副边比较器的反相端提供副边门限阈值下限v
ref2-；
41.第一个副边比较器的反相端以及第二个副边比较器的正相端均与副边电流传感器的输出端连接；
42.第一个副边比较器的输出端与副边rs触发器的r端连接；
43.第二个副边比较器的输出端与副边rs触发器的s端连接；
44.副边rs触发器的q端通过对应的副边开关管驱动器与副边切换器的第一个桥臂的下开关q23以及第二个桥臂的上开关q22的控制端连接；副边rs触发器的q～端通过对应的
副边开关管驱动器与副边切换器的第一个桥臂的上开关q21以及第二个桥臂的下开关q24的控制端连接。
45.进一步的，所述副边基准分压电阻网络包括第三电阻r
21
、第四电阻r
22
和第二可调电阻r
aj2
，其中：
46.所述第三电阻r
21
一端与副边电源v
ref2
连接，第三电阻r
21
另一端分两路连接，一路与第一个副边比较器的正相端连接提供副边门限阈值上限v
ref2
，另一路与第二可调电阻r
aj2
一端连接；
47.所述第四电阻r
22
一端接地，第四电阻r
22
另一端分两路连接，一路与第二个副边比较器的反相端连接提供副边门限阈值下限v
ref2-，另一路与第二可调电阻r
aj2
另一端连接；
48.所述副边比较器采用迟滞比较器。
49.本发明实施例所采用的第二技术方案是：一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统的充电电流计算方法，充电电流i
mi
(t)按照以下公式计算：
[0050][0051]
其中，u为耦合器的输入电压绝对值，i
in_th
为耦合器的原边耦合线圈电流阈值上限，i
in_th-为耦合器的原边耦合线圈电流阈值下限；k为耦合系数，l1和l2分别为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的自感，l
s1
和l
s2
分别为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的漏感，n为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的匝数比；re为充电电池的内阻，e为充电电池当前电压；0时刻是原边切换器刚完成切换输出 u的时刻；(0,t1]是原边切换器刚完成切换输出 u，耦合器的原边耦合线圈电流从i
in_t-开始向0a瞬态变化的时间段；(t1,t2]是原边切换器保持输出 u电压，耦合器的原边耦合线圈电流从0a开始向i
in_t
瞬态变化的时间段；(t2,t3]是原边切换器刚完成切换输出电压变为-u，耦合器的原边耦合线圈电流从i
in_t
开始向0瞬态变化的时间段；(t3,t4]是原边切换器保持输出电压-u，耦合器的原边耦合线圈电流从0a开始向i
in_t-瞬态变化的时间段。
[0052]
进一步的，所述充电电流i
mi
(t)按照以下过程得到：
[0053]
设l1和l2分别为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的自感，如图4所示的耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的漏感与自感有如下关系：
[0054][0055]
其中，k为耦合系数，l
s1
和l
s2
分别为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的漏感；
[0056]
当耦合器的原边耦合线圈电流i
in
超过设置的原边耦合线圈电流阈值上限i
in_th
和原边耦合线圈电流阈值下限i
in_th-时，原边控制电路会按照式(2)切换原边切换器的输出电压即输入电压u
in
的极性：
[0057][0058]
耦合器的原边耦合线圈电流i
in
、耦合器的副边耦合线圈电流即充电电流i
mi
和互感电流im的关系如下：
[0059]iin
＝im i
mi
；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0060][0061]
其中，n为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的匝数比；
[0062]
根据网孔分析法得出系统电流响应方程：
[0063][0064]
其中，m表示耦合器的互感，re表示充电电池的内阻，e是充电电池当前电压，e随充电过程逐渐增大，直至达到额定电压；
[0065]
将公式(2)～(4)代入公式(5)并解方程求得耦合器的原边耦合线圈电流i
in
的通解，如下所示：
[0066][0067]
其中，a为待确定常数，根据公式(7)的初始条件代入公式(6)，可以得到耦合器的原边耦合线圈电流i
in
，见公式(8)：
[0068][0069]
其中，i
in
(0)是电流的0状态响应；
[0070][0071]
将公式(8)代入公式(4)，可得到耦合器的副边耦合线圈电流即充电电流i
mi
。
[0072]
本发明实施例的有益效果是：
[0073]
将原边电路的逆变和恒流功能合二为一，将副边电路的整流和恒流管理功能合二为一，简化了原边和副边的电路规模；能够将耦合环节视为电流互感器，结合电池充电过程具有积分效应的特点实现对电池直驱的功能，从而省掉了充电管理电路；副边能够根据负载变化自动调节电流变化周期，即能够自主调节输出功率；本发明实施例的负载越大则输出功率越大，因此当副边与原边脱离时，耦合系数变小导致互感变大，则原边电路能够自动减少输出功率，解决了传统拓扑结构需要额外保护电路的问题；拓扑结构的电路可以使用低功耗器件实现，能够提高电路工作的承载电流，并大大能够降低了转换损耗，从而实现大功率电能传输的需求；整体上解决了现有电池无线充电系统的充电电路环节较多导致充电效率低而不满足大功率充电需求的问题，以及现有的用于大功率充电的电池无线充电系统原边和副边的电路规模大、实现难度大的问题。且原边电路和副边电路结构具有对称的特点，电路模块可实现原边和副边的互换，能够支持原边和副边双向充电的功能。
附图说明
[0074]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0075]
图1是本发明实施例的一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统的原理图。
[0076]
图2是本发明实施例在输入电压为28v、充电功率为500w的应用示意图。
[0077]
图3是本发明实施例的耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的电压与电流关系图。
[0078]
图4是本发明实施例的一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统的恒流斩波电路原理图。
[0079]
图5是本发明实施例的耦合器提供的充电电流曲线图。
[0080]
图6是高耦合线圈结构示意图。
[0081]
图7是本发明实施例通过门限阈值控制电流极性的电流波形图。
[0082]
图8是本发明实施例的副边切换器的输出电流波形图。
[0083]
图中，1.原边切换器，2.耦合器，3.副边切换器，4.原边电流传感器，5.副边电流传感器，6.原边控制电路，7.副边控制电路，8.原边比较器，9.原边基准分压电阻网络，10.原边rs触发器，11.副边比较器，12.副边基准分压电阻网络，13.副边rs触发器。
具体实施方式
[0084]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0085]
本发明实施例提出一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统，其是基于原边和副边对称无线充电拓扑结构的充电系统，该充电系统的电路利用充电电路自振荡和电池电流充电特性，通过控制电路控制回路瞬态电流切换实现积分恒定电流的耦合传输，能够减少充电电路环节，直接为充电电池充电。本发明实施例的充电系统结构电路简洁，具有大功率无线充电、低热效应等优点，适用于有快速充电需求并且对安装空间要求严格的应用领域，比如应用于电动公交车、电动垂直起降无人机(evtol)、无人潜航器等。
[0086]
如图1～2所示，本发明实施例提出一种对称拓扑结构的大功率双稳态自振荡电池直驱无线充电系统，主要由原边电路、耦合器2和副边电路组成，其中：
[0087]
所述原边电路，用于将输入的直流电源转换为交流电后输出给耦合器2的原边耦合线圈；
[0088]
所述耦合器2，用于通过磁耦合效应实现电能从原边耦合线圈传输到副边耦合线圈；
[0089]
所述副边电路，用于将耦合器2的副边耦合线圈输出的交流电转换为电池所需的直流电直接为电池充电。
[0090]
所述原边电路包括：
[0091]
原边切换器1，用于对输入的直流电(图2的u
in
)进行逆变(dc/ac变换)并输出至耦合器2的原边耦合线圈，原边切换器1采用双桥臂h桥电路；
[0092]
原边电流传感器4，用于检测耦合器2的原边电路的电流值；
[0093]
原边控制电路6，用于对原边电流传感器4输出的检测值和设定的原边门限阈值进行比较，通过比较结果逻辑控制原边切换器1，实现原边切换器1的输入电流逆变以及输出瞬态电流峰值的控制，原边切换器1输出给耦合器2的原边耦合线圈的电流为原边电路的瞬态电流，该电流变化曲线遵循原边电流的瞬态响应，该电流峰值由原边控制电路6控制；
[0094]
所述原边控制电路6采用逻辑控制，包括：
[0095]
原边基准分压电阻网络9，用于输出原边门限阈值，通过改变对应电阻或参考电压调节原边门限阈值；
[0096]
原边比较器8，用于对接收的原边电流传感器4输出的检测值与原边基准分压电阻网络9输出的原边门限阈值进行比较；
[0097]
原边rs触发器10，用于对原边比较器8的输出信号进行实时逻辑运算，并输出原边切换器1的控制信号；在原边电流传感器4输出的原边电路瞬态电流值超过原边门限阈值
时，控制原边切换器1切换另一路开关管(mos管)导通，否则，控制原边切换器1保持当前开关管(mos管)导通，实现原边切换器1输出电流极性和峰值的控制；
[0098]
原边开关管(mos管)驱动器，用于根据原边rs触发器10输出的控制信号驱动原边切换器1中对应的开关管(mos管)导通/截止。
[0099]
进一步的，所述原边控制电路6包括两个原边比较器8，第一个原边比较器8的正相端以及第二个原边比较器8的反相端均与原边基准分压电阻网络9连接，第一个原边比较器8的反相端以及第二个原边比较器8的正相端均与原边电流传感器4的输出端连接，第一个原边比较器8的输出端与原边rs触发器10的r端连接，第二个原边比较器8的输出端与原边rs触发器10的s端连接；原边rs触发器10的q端通过对应的开关管驱动器与原边切换器1的第一个桥臂的下开关q13以及第二个桥臂的上开关q12的控制端(mos管的栅极)连接，原边rs触发器10的q～端通过对应的开关管驱动器与原边切换器1的第一个桥臂的上开关q11以及第二个桥臂的下开关q14的控制端(mos管的栅极)连接。
[0100]
如图2所示，所述原边基准分压电阻网络9由第一电阻r
11
、第二电阻r
12
和第一可调电阻r
aj1
组成，所述第一电阻r
11
一端与原边电源v
ref1
连接，第一电阻r
11
另一端分两路连接，一路与第一个原边比较器8的正相端连接，另一路与第一可调电阻r
aj1
一端连接；所述第二电阻r
12
一端接地，第二电阻r
12
另一端分两路连接，一路与第二个原边比较器8的反相端连接，另一路与第一可调电阻r
aj1
另一端连接；通过改变原边电源v
ref1
的电压值以及第一可调电阻r
aj1
的电阻值调节原边门限阈值。
[0101]
所述副边电路与原边电路的结构左右对称设置，包括：
[0102]
副边切换器3，用于对耦合器2的副边耦合线圈输送的交流电进行整流(ac/dc)后为电池充电，副边切换器3采用双桥臂h桥电路；
[0103]
副边电流传感器5，用于检测耦合器2的副边耦合线圈输出的瞬态电流值；
[0104]
副边控制电路7，用于对副边电流传感器5输出的检测值和副边门限阈值进行比较，通过比较结果逻辑控制副边切换器3实现副边电流的整流；
[0105]
所述副边控制电路7采用逻辑控制，包括：
[0106]
副边基准分压电阻网络12，用于提供副边门限阈值信号，通过改变对应电阻或参考电压调节副边门限阈值；
[0107]
副边比较器11，用于对接收的副边电流传感器5的输出信号与副边门限阈值信号进行比较；
[0108]
副边rs触发器13，用于对副边比较器11的输出信号进行实时逻辑运算，并输出副边切换器3的控制信号；在副边电流传感器5输出的副边电路瞬态电流值超过副边门限阈值时，控制副边切换器3切换另一路开关管(mos管)导通，否则，控制副边切换器3保持当前开关管(mos管)导通，实现副边切换器3输出电流极性和峰值的控制；
[0109]
副边开关管(mos管)驱动器，用于根据副边rs触发器13的输出驱动副边切换器3中对应的开关管(mos管)导通/截止。
[0110]
进一步的，所述副边控制电路7包括两个副边比较器11，第一个副边比较器11的正相端以及第二个副边比较器11的反相端均与副边基准分压电阻网络12连接，第一个副边比较器11的反相端以及第二个副边比较器11的正相端均与副边电流传感器5的输出端连接，第一个副边比较器11的输出端与副边rs触发器13的r端连接，第二个副边比较器11的输出
端与副边rs触发器13的s端连接；副边rs触发器13的q端通过对应的开关管驱动器与副边切换器3的第一个桥臂的下开关q23以及第二个桥臂的上开关q22的控制端(mos管的栅极)连接，副边rs触发器13的q～端通过对应的开关管驱动器与副边切换器3的第一个桥臂的上开关q21以及第二个桥臂的下开关q24的控制端(mos管的栅极)连接。
[0111]
如图2所示，所述副边基准分压电阻网络12由第三电阻r
21
、第四电阻r
22
和第二可调电阻r
aj2
组成，所述第三电阻r
21
一端与副边电源v
ref2
连接，第三电阻r
21
另一端分两路连接，一路与第一个副边比较器11的正相端连接，另一路与第二可调电阻r
aj2
一端连接；所述第四电阻r
22
一端接地，第四电阻r
22
另一端分两路连接，一路与第二个副边比较器11的反相端连接，另一路与第二可调电阻r
aj2
另一端连接。
[0112]
第一可调电阻r
aj1
和第二可调电阻r
aj2
用于微调，保证分压后的v
ref1 -v
s1
和v
s1-v
ref1-的值相等，v
ref2 -v
s2
和v
s2-v
ref2-的值相等，其中，v
s1
为原边电流传感器4的输出电压，v
s2
为副边传感器5的输出电压。
[0113]
以原边电路为例，如图2所示，原边电路的原边门限阈值上限v
ref1
、原边门限阈值下限v
ref1-可通过第一电阻r
11
、第一可调电阻r
aj1
以及第二电阻
r12
对原边电源v
ref1
分压获得。原边电流传感器4的输出v
s1
分别与原边门限阈值上限v
ref1
以及原边门限阈值下限v
ref1-进行比较，当v
s1
超过v
ref1
时，第一个原边比较器8输出低电平，第二个原边比较器8输出高电平，此时与rs触发器q～端连接的开关q11和q14导通、与rs触发器q端连接的开关q12和q13截止；当v
s1
小于v
ref1-时，，第一个原边比较器8输出高电平，第二个原边比较器8输出低电平，此时与rs触发器q端连接的开关q12和q13导通、与rs触发器q～端连接的开关q11和q14截止；当v
s1
位于v
ref1
和v
ref1-之间，两个原边比较器8均输出高电平，rs触发器的输出保持不变。副边电路的切换原理与原边电路相同。
[0114]
进一步的，所述副边比较器11采用迟滞比较器，这是因为无线充电系统是单向耦合系统，当耦合器2的原边耦合线圈的电流极性切换时，耦合器2的副边耦合线圈输出电流会产生尖峰毛刺，所以如果副边控制电路采用高灵敏度的比较器，容易输出错误的控制信号，导致耦合器2的副边耦合线圈的电流输出异常。
[0115]
本发明实施例中，原边电源v
ref1
和副边电源v
ref2
可理解为一个接口，即可采用原边电路和副边电路供电电压供电，此时为固定电压；也可接入带有处理器的da通道，该状态下为可变电压。
[0116]
输入的直流电压u
in
由原边切换器1转化为交流电并输出给耦合器2的原边耦合线圈；原边电流传感器4通过霍尔效应采集原边回路瞬态电流后输出给原边比较器8；同时原边基准分压电阻网络9通过对原边电源v
ref1
分压获得门限阈值上限v
ref1
和门限阈值下限v
ref1-，并输出给原边比较器8；原边比较器8通过对电流传感器4和基准分压电阻网络9的输出信号比较，输出控制信号给原边rs触发器10，rs触发器10根据控制信号输出切换信号至原边切换器1，控制原边切换器1中晶体管的导通与截止。副边电路的工作过程与原边电路相同，通过比较副边电流传感器5与副边基准分压电阻网络12的输出信号从而输出控制信号，通过切换副边切换器3的晶体管的导通/截止实现耦合器2的副边耦合线圈输出电流的整流。
[0117]
本实施例中，原边比较器8和副边比较器11采用型号为adcmp602br的迟滞可调节比较器，采用该迟滞可调节比较器的原边比较器8的调节端接地，采用该迟滞可调节比较器
的副边比较器11的调节端接入了调节电阻，本发明实施例采用100k电阻，对应的迟滞电压为
±
0.05v；原边rs触发器10和副边rs触发器13的型号为74lvc2g74dp；原边mos管驱动器和副边mos管驱动器的型号为ltc7061e，为大功率mos管专用驱动器，最高可承受100v驱动电压；原边切换器1和副边切换器3的h桥电路的mos管型号为nvmfd5c668nl(两只)；原边电流传感器4和副边电流传感器5的型号为acs724llctr-50ab-t，属于霍尔型电流传感器，改电流传感器输入电压是单极性，测量的电流是双极性；耦合器2由高频利兹线绕制而成，可承受30a交变电流通过。可根据工程需要，采用不同承载电流的元器件，按照本发明实施例的充电系统的拓扑架构搭建大功率无线充电系统。
[0118]
当原边控制电路6控制原边切换器1的h桥电路切换时，会产生交变电流，并通过耦合器2的原边耦合线圈产生交变磁场，该磁场能量通过耦合器2的副边耦合线圈耦合产生交变的感应电流，最后通过副边电流传感器5采样判断副边耦合线圈感应的电流的大小和方向，并将其转换为充电电压。副边电流传感器5与原边电流传感器4相同，能够检测电流的大小和极性。见图2，副边电流传感器5的输出信号与副边门限阈值上限v
ref2
以及副边门限阈值下限v
ref2-比较后，可向副边rs触发器13输出控制信号，通过副边rs触发器13驱动副边切换器3的h桥电路，切换副边电流极性，从而将副边电流全部切换到正极，因此从图7可以看出门限电压v
ref2
、v
ref2-的大小与电流积分值有关。当副边电流传感器5的输出电压大于副边门限阈值上限v
ref2
(小于原边门限阈值上限v
ref1
)时，副边逻辑控制电路7会控制副边切换器3即h桥电路中的mos管q21、q24导通而q22、q23断开，充电电流经由mos管q21、q24通过耦合器2的副边耦合线圈；当副边电流传感器5的输出电压小于副边门限阈值下限v
ref2-(小于原边门限阈值下限v
ref1-)时，表明耦合到副边的电流极性为负，此时副边控制电路7控制副边切换器3的h桥电路中mos管q22、q23导通而q21、q24断开，从而将副边电流极性整流为正极性，充电电流经由mos管q22、q23通过耦合器2的副边耦合线圈，此时电流方向与之前状态相反，从而将耦合至副边的双极性电流整流为单极性电流，所以副边逻辑控制电路的设置值能够实现控制充电电流的功能。
[0119]
在智能化需求较高的应用场景中，可通过处理器程序控制的方法分别对原边电路和副边电路的门限阈值进行修改。
[0120]
本发明实施例通过门限阈值控制回路中的电流瞬态特性实现电流极性切换，并获得恒定积分电流实现无线供电的功能，使得能量能够以电流耦合的方式从原边传输到副边。从图7可以看出，门限阈值不能大于回路中的稳态电流，否则无法实现极性切换功能，所以本发明实施例根据公式(6)求出稳态电流，然后设置门限阈值，副边切换器3的输出电流波形如图8所示。
[0121]
本发明与传统无线充电系统本质区别就是利用了回路电流的瞬态特性，即在图7的电流上升过程中通过设置门限阈值进行电流方向切换，形成交流电，耦合至副边耦合线圈实现电流的传输，副边耦合线圈经副边切换器3整流后的电流波形图见图8。回路中瞬态电流的检测通过原边电流传感器4和副边电流传感器5实现，门限阈值及切换控制是通过原边控制电路6和副边控制电路7实现。门限阈值的设定保证了副边瞬态电流积分值的恒定，而电池充电本身就是电流积分的过程，两者相互匹配。因此理论上耦合到副边的电流可以直接输入给电池，不再需要额外的v-i模块，简化了充电回路，降低了耗电，提高充电效率。
[0122]
本发明实施例的理论基础源头是推导出来的电流瞬态响应公式(见公式6)，与切
换频率无关。频率会根据电池电压或者耦合器耦合系数的改变自适应调节。基于该理论设计的电路实现了简化回路环节的效果，同时，回路中的切换单元可用低功耗的mos管实现，因此电能损耗环节仅剩耦合器2，因此当耦合器2的耦合系数较高时(即接触面积较大、漏磁较少时)，就能够保证电能的高效率传输。另外，副边电路仅剩mos管构成的副边切换器3及副边控制电路7，使得副边电路体积小且无需散热结构。无需散热结构是因为电流仅流过副边切换器3的mos管，在大功率充电过程中，副边电路热效应会非常低，目前通过仿真发现2:1的密闭小空间内产生温度大约在25℃左右。而传统的充电系统，其v-i模块自身体积较大，通过大电流时需增加散热结构，所以对空间要求较大。所以，本发明实施例可安装到密闭的小空间内，非常适合对空间结构要求较严格的领域，比如无人机、潜航器等，能够以更小规模电路实现更大功率的传输。
[0123]
本发明实施例的工作原理如下：
[0124]
当接入输入的直流电时，流入耦合器2的原边耦合线圈的电流与电压成积分关系，因此在不考虑回路中非线性阻抗(耦合线圈电感)的前提下，充电电流上升曲线为固定斜率。当充电电流上升超过逻辑控制电路设置的门限阈值即门限阈值时，控制原边切换器1可切换输出电压的极性。
[0125]
图3描述了本发明实施例的耦合器2的原边耦合线圈和副边耦合线圈的电耦合器2的原边耦合线圈电流阈值下限，u
in
表示输入电压，u
in
电压值在u和-u两种状态内切换。假设0时刻是原边切换器1刚完成切换，输出 u的时刻；(0,t1]是原边切换器1刚切换完输出 u时刻，耦合器(2)的原边耦合线圈电流从i
in_t-开始向0a瞬态变化的时间段；(t1,t2]是原边切换器1保持输出 u电压，耦合器(2)的原边耦合线圈电流从0a开始向i
in_t
瞬态变化的时间段；(t2,t3]是原边切换器1刚完成切换，原边切换器1的输出电压变为-u，耦合器(2)的原边耦合线圈电流从i
in_t
开始向0瞬态变化的时间段；(t3,t4]是原边切换器1保持输出电压-u，耦合器(2)的原边耦合线圈电流从0a开始向i
in_t-瞬态变化的时间段。在0:t4时间段，充电系统电流呈瞬态响应，其中，在0:t2时间段耦合器2的原边电流i
in
从i
in_th-向i
in_th
递增，i
in
》i
in_th
时，原边控制电路会切换原边切换器1的输出极性。在t2:t4时间段内，u
in
＝-u，u为耦合器(2)的输入电压绝对值，该电压由原边切换器1输出，此时充电系统的瞬态响应表现为原边电流i
in
从i
in_th
向i
in_th-递减，i
in《iin_th-时，原边控制电路会切换原边切换器1的的输出。所以本发明实施例的拓扑结构就是利用了电流通过耦合线圈的瞬态响应自动产生的振荡，从而实现电能的耦合传输，通过设置电流边界控制振荡稳定性实现充电电流的恒流。
[0126]
本发明实施例的耦合器2的副边耦合线圈电流i
mi
即无线充电系统的充电出电流推导过程如下：
[0127]
设l1和l2分别为原边耦合线圈和副边耦合线圈的自感，线圈漏感与自感有如下关系：
[0128][0129]
其中，k为耦合系数，l
s1
和l
s2
分别为耦合器的原边耦合线圈和副边耦合线圈的漏感。
[0130]
当耦合器2的原边耦合线圈电流i
in
超过设置的耦合器2的原边耦合线圈电流阈值上限i
in_th
和原边耦合线圈电流阈值下限i
in_th-时，原边控制电路6会按照式(2)切换原边切
换器1的输出电压即输入电压u
in
的极性：
[0131][0132]
图2的门限阈值v
ref1
、v
ref1-、v
ref2
、v
ref2-均根据所需的电流门限i
in_th
和i
in_th-设置，使得利用门限阈值v
ref1
、v
ref1-、v
ref2
、v
ref2-控制后耦合器2的原边耦合线圈的瞬态电流峰值为i
in_th
和i
in_th-。
[0133]
耦合器2的原边耦合线圈电流i
in
、耦合器2的副边耦合线圈电流i
mi
和互感电流im的关系如下：
[0134]iin
＝im i
mi
；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0135][0136]
其中，n为耦合器2的原边耦合线圈和副边耦合线圈的匝数比；
[0137]
根据网孔分析法得出系统电流响应方程：
[0138][0139]
其中，m表示耦合器2的互感，re表示充电电池的内阻，e是充电电池当前电压，e随充电过程逐渐增大，直至达到额定电压；
[0140]
将公式(2)～(4)代入公式(5)并解方程求得耦合器2的原边耦合线圈电流i
in
的通解，如下所示：
[0141][0142]
其中，a为待确定常数，根据公式(7)的初始条件代入公式(6)，可以得到耦合器2的原边耦合线圈电流i
in
，见公式(8)：
[0143][0144]
其中，i
in
(0)是电流的0状态响应，本发明实施例指加电时刻；
[0145][0146]
将公式(8)代入公式(4)，可得到耦合器2的副边耦合线圈电流i
mi
：
[0147][0148]
从公式(9)可以看出，当耦合器2具有较高耦合度时，即耦合系数k-》1时，充电电流i
mi
(t)为恒定值，表达式如下：
[0149][0150]
从公式(10)中可以看出，当耦合器的耦合系数较高趋近1时，本方明实施例的充电电流与充电电池的电压呈线性关系。而电池充电往往采用恒流方式充电，因此副边转换器输出电流能够直接为电池充电，实现电池直驱的功能。所以使用本发明实施例的无线充电系统时，耦合器原边耦合线圈和副边耦合线圈耦合系数越高，充电效率越高，并且电路稳定性越好。
[0151]
图5是在输入电压为直流28v、耦合器2的耦合系数为0.9的应用场景下单个振荡周期内本发明实施例的无线充电系统的充电电流曲线图，其是在当前参数下耦合器2的副边耦合线圈单个周期输出电流的波形，可看出本发明实施例基于控制电流暂态特性实现直流-交流转换和积分恒流的效果。
[0152]
为了获得较高的耦合系数，本发明实施例的耦合器2采用较大尺寸的耦合线圈，减少原边耦合线圈和副边耦合线圈的耦合间隙，通过导磁材料(例如锰锌铁氧体等)隔绝线圈漏磁等方法提高耦合器2的耦合系数，图6是本发明实施例可采用的耦合线圈的结构示意图。
[0153]
本发明实施例主要用于大功率无线充电领域，能够简化充电电路的拓扑结构，减少了损耗环节，提升了充电效率，从而实现大功率的无线充电功能，解决了大功率充电时系统损耗过大的情况。通过在工程实现层面均表现出良好的实用性，系统电路非常简洁，并且具有较高的充电效率和自适应电流保护功能，从图2的电路结构可以看出，本发明实施例可以通过常用的电子元器件搭建，具有良好通用性和低成本性。
[0154]
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。