一种具有输出电压调节能力的直流变换器拓扑结构

1.本发明属于直流-直流变换器拓扑结构技术领域，更具体地，涉及一种具有输出电压调节能力的直流变换器拓扑结构。


背景技术：

2.得益于信息产业的快速发展，数据中心配置了更多的服务器，同时也增加了电力消耗。随着输出功率的增加，电源占用更多的服务器机架空间。为了减小能量损失，提高空间利用率，需要在能量转换阶段实现高效率、高功率密度的目标。
3.传统的硬开关脉宽调制(pwm)变换器广泛应用于工业电力输送系统中。但是，硬开关产生的巨大损耗阻碍了效率和功率密度的进一步提高。因此，硬开关下的变换器不适合对效率和功率密度要求较高的服务器电源。
4.单级直流-直流llc谐振变换器广泛应用于需要电气隔离和高效率的场合。通常llc变换器在原边开关管上可以实现零电压开通(zvs)和以较小的关断电流关断，在副边开关管上可以实现零电流关断(zcs)。它极大地降低了开关损耗，使高频开关成为可能。对于单级llc变换器，可以通过调整移相角、开关频率或占空比来调节输出电压，但这需要大的谐振电感，从而牺牲了效率和功率密度。此外，对于具有移相调制或调频调制的高频稳压llc变换器，很难获得有效的控制策略，同步整流的逻辑也很难实现。
5.llc变换器在串联谐振频率下能表现出最佳性能，即可以同时实现原边器件的零开压开通(zvs)、低电流关断和副边同步整流器的零电流关断(zcs)，从而获得高效率和高功率密度。频率固定而无调压功能的llc变换器已被证明可以工作在mhz，但开关频率固定的llc谐振变换器只能提供固定的变压比，因此其输出电压将随输入电压和负载电流波动。
6.为了充分利用llc谐振变换器的优点，满足输出调压的要求，有研究人员提出了两级式llc谐振变换器解决方案。通过将调压和电气隔离功能分离，可以方便地对各级分别进行优化，并易于实现控制策略和同步整流逻辑。然而，在传统的两级结构设计中，调压级需要传递整个负载功率，从而引入了更大尺寸的元件，降低了效率和功率密度。为了获得输出调节能力，并提高转换效率，另外一批研究人员提出了准单级结构，即在sigma变换器中，大部分能量直接由llc谐振变换器传输到负载，只有部分能量由buck变换器调节，从而获得了输出调节能力和较高的转换效率。但是buck变换器不能实现电气隔离。为了实现电气隔离，在sigma变换器的基础上，又提出了一些新的结构，但是存在变换器中的循环能量造成设备电压、电流应力增大以及效率降低等问题。
7.因此，对于llc谐振变换器工作在固定开关频率下且具有输出电压调节能力的直流-直流变换器，需要进一步优化其结构与控制策略，从而提高它的功率密度与效率，并且尽可能地简化其控制策略与同步整流的控制逻辑，获得良好的动态性能，即当输入电压和负载在一定范围内变化时，保持输出电压的稳定。


技术实现要素：

8.针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种具有输出电压调节能力的直流变换器拓扑结构，用以解决现有具有输出电压调节能力的llc谐振变换器因其拓扑结构而存在功率密度不够大、效率不够高以及控制策略复杂与同步整流控制逻辑不易实现等迫切需要解决的技术问题。
9.本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种llc谐振变换器工作在固定开关频率下且具有输出电压调节能力的直流-直流变换器拓扑结构，包括两条将能量从输入端口传递到输出端口的传输路径。主通道将输入的大部分能量传输到输出端口。辅助通道包含两级，用来处理输入功率的被调节部分。主通道和辅助通道的输入端口并联，输出端口串联；
10.其中，主通道是一个llc谐振变换器，它工作在固定开关频率下，将输入的大部分能量传输到输出端口；
11.辅助通道包含两级，第一级采用小型的llc谐振变换器实现高效隔离转换，第二级采用一个非隔离型的pwm直流-直流变换器与该小型llc谐振变换器级联。通过调节辅助通道的级联非隔离型pwm直流-直流变换器来调节输出电压。
12.本发明的有益效果是：由于该拓扑结构的电压调节是在固定开关频率下实现的，因此该结构简化了控制策略和同步整流逻辑。与常用的两级方案相比，该结构输入的大部分能量由单级的主通道传递给负载，而只将一小部分能量通过具有两级结构的辅助通道传递给负载，从而显著降低了能量损耗。因此，所提出的变换器拓扑结构实现了高效率和高功率密度。
13.上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
14.进一步地，能量传输主通道使用的llc谐振变换器与辅助通道使用的llc谐振变换器都工作在各自谐振腔的串联谐振频率下。
15.进一步地，能量传输辅助通道使用的pwm变换器的开关频率独立于两个llc谐振变换器。
16.本发明的进一步有益效果是：能量传输主通道和辅助通道的llc谐振变换器可以获得稳定的变压比，保留了llc谐振变换器高效、高功率密度的优点，且不需要额外对llc谐振变换器进行控制，只需控制pwm变换器来对输出电压进行调节。
17.进一步地，能量传输主通道使用的llc谐振变换器和能量传输辅助通道使用的llc谐振变换器通过合适的谐振腔参数设计，工作在相同的串联谐振频率和占空比下，在该结构上，不采用两个完全相同的桥臂分别对两条能量传输路径引入方波输入电压，而是将两个桥臂合成为一个桥臂，两条能量传输路径接入完全相同的方波直流输入电压，输出完全相同的方波电压。
18.本发明的进一步有益效果是：极大地简化了电路的拓扑结构。
19.进一步地，主通道的llc谐振变换器和所述辅助通道的llc谐振变换器共用一组由第一开关管q1和第二开关管q2构成的半桥桥臂，输入电压v
in
经输入滤波电容c
in
滤波后施加在由第一开关管q1和第二开关管q2构成的半桥桥臂两端，之后从由第一开关管q1和第二开关管q2构成的半桥桥臂的中点输出。
20.主通道包括第一谐振电感l
r1
、第一谐振电容c
r1
、带第一励磁电感l
m1
的第一中心抽
头变压器t1、第一同步整流开关管s1、第二同步整流开关管s2和第一输出滤波电容c
o1
，第一谐振电感l
r1
、第一谐振电容c
r1
与带第一励磁电感l
m1
的第一中心抽头变压器t1的原边串联组成第一谐振腔，第一谐振腔的输入为由第一开关管q1和第二开关管q2构成的半桥桥臂的中点输出的电压，带第一励磁电感l
m1
的第一中心抽头变压器t1的副边接由第一同步整流开关管s1、第二同步整流开关管s2构成的同步整流器，第一中心抽头变压器t1副边输出的电压经第一同步整流开关管s1和第二同步整流开关管s2整流后，再经第一输出滤波电容c
o1
滤波。
21.进一步地，辅助通道包括第二谐振电感l
r2
、第二谐振电容c
r2
、带第二励磁电感l
m2
的第二中心抽头变压器tx、第三同步整流开关管s3、第四同步整流开关管s4和第二输出滤波电容c
o2
，第二谐振电感l
r2
、第二谐振电容c
r2
与带第二励磁电感l
m2
的第二中心抽头变压器t2的原边串联组成第二谐振腔，第二谐振腔的输入为由第一开关管q1和第二开关管q2构成的半桥桥臂的中点输出的电压，带第二励磁电感l
m2
的第二中心抽头变压器t2的副边接由第三同步整流开关管s3、第四同步整流开关管s4构成的同步整流器，第二中心抽头变压器t2副边输出的电压经第三同步整流开关管s3和第四同步整流开关管s4整流后，再经第二输出滤波电容c
o2
滤波。
22.进一步地，所述拓扑结构的原边开关管q1和q2采用氮化镓设备。
23.本发明的进一步有益效果是：极大地降低了原边开关管的关断损耗。
24.进一步地，所述拓扑结构的同步整流器s
1-s4采用硅设备。
25.本发明的进一步有益效果是：极大地降低了副边整流桥在高输出电流情况下的导通损耗。
26.进一步地，所述拓扑结构的同步整流器的驱动信号和原边开关管的驱动信号同步，具有固定的频率和占空比。
27.通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，本发明简化了控制策略和同步整流逻辑，且输入的大部分能量由单级的主通道传递给负载，显著降低了能量损耗。因此，所提出的变换器拓扑结构实现了高效率和高功率密度。
附图说明
28.图1是本发明中所提出的直流变换器拓扑结构的简要示意框图；
29.图2是本发明中所提出的直流变换器的电路原始拓扑结构示意图；
30.图3是本发明中所提出的直流变换器的电路简化拓扑结构示意图；
31.图4是本发明中所提出的直流变换器稳态时的主要波形图；
32.图5是本发明中所提出的直流变换器稳态时各阶段的等效电路图，其中，(a)、(b)、(c)分别为图4中t0～t1、t1～t2、t2～t3时段所对应的等效电路图；
33.图6是本发明实施例提供的直流变换器的电路拓扑结构示意图。
具体实施方式
34.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合具体实施例及附图，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
35.图1为本发明中所提出的直流变换器拓扑结构及其调整输出电压原理的简要示意框图。在该拓扑结构中，能量从输入端口传递到输出端口的过程可以分为两条传输路径，这两条路径作为能量传递的通道分别被称为主通道与辅助通道。其中，主通道将输入的大部分能量传输到输出端口，且主通道只由一个工作在固定开关频率下的llc谐振变换器构成，具体来讲，即能量传输的主通道由单个的工作在固定的开关频率下的llc谐振变换器构成，它将输入的直流电压转换成输出的直流电压，承担该变换器传输能量的大部分工作。辅助通道在能量传输方面只负责将输入的大部分能量传递到输出端口，但它还承担调节输出电压的任务。具体来讲，辅助通道一共包含两级，第一级是一个小型llc谐振变换器，具体来讲，也是一个工作在固定开关频率下的llc谐振变换器。该小型llc谐振变换器在辅助通道中还需级联一个非隔离型pwm直流-直流变换器，如buck变换器、boost变换器等，该级联的直流变换器用来处理输入能量的被调节部分。此外，主通道和辅助通道的输入端口并联，输出端口串联。
36.在图1中，v
in
是所提出的直流变换器的输入电压，由于能量传输的主路径与辅助路径并联构成该直流变换器，即能量传输的主路径与辅助路径的输入电压均为v
in
；v
main
是输入电压v
in
经过能量传输主路径上的llc谐振变换器进行直流-直流变换所得到的能量传输主路径的输出电压；p
main
是输入的总能量中经过能量传输主路径后从输出端口流出的能量；v
aux
是输入电压v
in
经过能量传输辅助路径上的llc谐振变换器与非隔离型pwm直流变换器的两次直流-直流变换后所得到的能量传输辅助路径的输出电压；p
aux
是输入的总能量中经过能量传输辅助路径后从输出端口流出的能量；输出电压vo(v
out
)是所提出的直流变换器输出的总电压，由于能量传输的主路径与辅助路径在输出端口串联，则有vo＝v
main
v
aux
。
37.当输入电压按照图1的中所示v
in
的折线图变化时，由于能量传输主路径上的llc谐振变换器工作在固定的开关频率下，则主路径上输出电压的增益不变，即v
main
的变化趋势和v
in
相同，此时，只有v
aux
的变化趋势和图中v
aux
的折线图一致，输出电压vo才能保持恒定。在这种结构中，在这种结构中，由于v
main
与vo很接近，且两条能量传输路径串联，因此只有占总输入能量比例很小的一部分能量通过辅助能量传输路径的两级直流变换结构，即在硬开关非隔离型pwm变换器上损失的能量很小。在一定的调节范围内，功率损耗很小。
38.图2为本发明中所提出的直流变换器的电路原始拓扑结构示意图，llc1是能量传输主路径中工作在固定开关频率下的llc谐振变换器，其中，q1和q2共同构成变压器原边产生输入方波电压的桥臂，q1为该桥臂的上开关管，q2为该桥臂的下开关管，l
r1
为llc1的谐振电感，c
r1
为llc1的谐振电容，l
m1
为llc1的励磁电感，t1为llc1的中心抽头变压器，其匝比n∶1∶1，s1和s2为llc1的副边同步整流开关管，v
o1
是能量传输主路径的输出电压，c
o1
是用于能量传输主路径的输出稳压和滤波的电容。
39.llc2是能量传输辅助路径中工作在固定开关频率下的小型llc谐振变换器，其中，q3和q4共同构成变压器原边产生输入方波电压的桥臂，q3为该桥臂的上开关管，q4为该桥臂的下开关管，l
r2
为llc2的谐振电感，c
r2
为llc2的谐振电容，l
m2
为llc2的励磁电感，t2为llc2的中心抽头变压器，其匝比m∶1∶1，s3和s4为llc2的副边同步整流开关管，v
o2
是llc2的输出电压，c
o2
是用于llc2的输出稳压和滤波的电容。v
o3
是能量传输辅助路径中pwm变换器的输出电压，c
o3
是用于能量传输辅助路径输出稳压和滤波的电容。c
in
是用于输入稳压和滤波的电容，r
l
是所提出变换器的负载电阻。
40.在图2中，非隔离型pwm变换器的开关频率和两个llc谐振变换器独立，通过改变该pwm变换器的占空比，可以调节辅助能量传输路径的输出电压大小，从而调节整个变换器的输出电压。由于在所提出的电路拓扑结构中，引起输出电压变化的因素主要是输入电压和负载电流，因此该pwm变换器的占空比由输出电压和负载电流通过反馈控制回路共同决定。
41.图3为本发明中所提出的直流变换器的电路简化拓扑结构示意图，在本发明中，由于llc1与llc2都在开关频率固定的情况下工作，且llc谐振变换器在开关频率和谐振腔的串联谐振频率相等时可以使原边开关管零电压开通、低电压关断，副边整流器零电流关断，具有最高的效率与功率密度，性能最好。故本发明中，llc1与llc2都在其各自谐振腔的串联谐振频率下工作。通过设计其各自谐振腔参数，使llc1与llc2的串联谐振频率相同，即llc1与llc2的开关频率相同，故将图2中由q1和q2构成的桥臂与由q3和q4构成的桥臂合成为图3中由q1和q2构成的桥臂。
42.通过使两个桥臂工作在相同的开关频率下，且该开关频率为llc1与llc2的串联谐振频率，llc1与llc2可以获得最好的性能，即高效率、高功率密度，且llc1与llc2原边开关管和副边整流器所需得驱动信号完全一致，大大简化了控制策略与同步整流的控制逻辑。同时，将图2两个桥臂合成为图3中的一个桥臂，可以大大降低电路的复杂性。
43.图4为本发明中所提出的直流变换器的电路拓扑的主要波形图，图5中的(a)、(b)、(c)分别为图4中t0～t1、t1～t2、t2～t3时段所对应的等效电路图。图4中v
gs_q1
与v
gs_q2
分别为原边开关管q1和q2的驱动信号，其频率均为llc1和llc2谐振腔的串联谐振频率，v
ds_q
为原边开关管q2的漏源电压。i
r1
为llc1的谐振电流，i
m1
为llc1的励磁电流，i
s1
、i
s2
分别为llc1的副边整流管的电流。i
r2
为llc2的谐振电流，i
m2
为llc2的励磁电流，i
s3
、i
s4
分别为llc2的副边整流管的电流。
44.图5中的(a)为所提出电路拓扑结构在图4中t0～t1时间段的等效电路图，其中q1在t0时刻开通，谐振腔开始振荡，谐振电流为一段正弦波。同时，副边整流管s1和s3在t0时开通，励磁电感l
m1
被输出电压钳位，l
m1
两端的电压为nv
o1
，即v
in
/2；励磁电感l
m2
也被输出电压钳位，l
m2
两端的电压为mv
o2
，也即v
in
/2。因此l
m1
和l
m2
上流过的电流均为线性增长，谐振电流和励磁电流发生偏移，能量通过q1、t1、t2、s1、s3传递到负载。
45.图5中的(b)为所提出电路拓扑结构在图4中t1～t2时间段的等效电路图，在t1～t2期间，谐振电流和励磁电流相等，流过副边整流管的电流i
s1
和i
s3
等于0，副边整流管s1和s3关断，实现了副边整流管的零电流关断。同时，励磁电感不再被输出电压钳位，而是和谐振电感、谐振电容一起谐振，在t2时刻，原边开关管q1已关断。在t1～t2的死区时间内，输入电压不再从原边向输出侧传递能量，输出电压由输出电容维持。设置死区时间最重要的目的是使原边开关管q2、副边整流管s2、s4的体电容通过励磁电流放电直到它们各自的漏源电压等于0，从而在下一阶段实现零电压开通。
46.图5中的(c)为所提出电路拓扑结构在图4中t2～t3时间段的等效电路图，在t2时刻，原边开关管q2、副边整流管s2、s4开通，输入电压再次被施加到谐振腔上，谐振电感和谐振电容继续谐振，谐振电流为一段正弦波。励磁电感l
m1
被输出电压钳位，l
m1
两端的电压为-nv
o1
，即-v
in
/2；励磁电感l
m2
也被输出电压钳位，l
m2
两端的电压为-mv
o2
，也即-v
in
/2。因此l
m1
和l
m2
上流过的电流均为线性变化，变化的斜率为负，谐振电流和励磁电流发生偏移，能量通过q2、t1、t2、s2、s4传递到负载。到达t3时刻时，谐振电流和励磁电流相等，原边开关管q2、副
边整流管s2、s4零电流关断。
47.在图4中t3～t4时间段内，由于原边开关管q2、副边整流管s2、s4已在t3时刻零电流关断，电路在t3进入另一个死区时间，此时的等效电路和图5中的(b)相似。励磁电感不再被输出电压钳位，而是和谐振电感、谐振电容一起谐振，在t4时刻，原边开关管q2已关断。在t3～t4的死区时间内，输入电压不再从原边向输出侧传递能量，输出电压由输出电容维持。在t3～t4时间段内原边开关管q1、副边整流管s1、s3的体电容通过励磁电流放电直到它们各自的漏源电压等于0，从而在下一阶段实现零电压开通。
48.图6为本发明实施例提供的直流变换器的电路拓扑结构示意图，在图1、2、3、5中所提出的电路拓扑结构的辅助能量传输通道需要非隔离型pwm变换器如buck变换器、boost变换器与dcx2级联。在本实施例中该非隔离型pwm变换器采用buck变换器。该buck变换器由开关管q3、q4组成的一对桥臂、电感l1、电容c
o3
构成，其中开关管q3是该桥臂的上开关管，开关管q4是该桥臂的下开关管。且原边开关管采用氮化镓(gan)设备以降低关断损耗，副边整流器采用硅(si)设备以降低导通损耗。
49.本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。