1.本公开涉及一种电力(power)转换装置。
背景技术：
：：2.马达(motor)的感应电压(inducedvoltage)中有时会包含马达的转数(电角速度)的5倍、7倍等的谐波分量(harmoniccomponent)(例如，参见专利文件1)。3.[引证文件][0004][专利文件][0005][专利文件1](日本)特开2012-165634号公报技术实现要素：[0006][要解决的技术问题][0007]然而，如果谐波分量包含在马达的感应电压中，则由于马达的输入电力中也会产生谐波分量，所以在向马达供给电力的逆变器(inverter)电路的输入侧可能会出现与马达的输入电力中产生的谐波分量相同次数(阶数(order))的谐波。[0008]本公开的目的在于，提供一种能够降低逆变器电路的输入侧所产生的谐波的电力转换装置。[0009][技术方案][0010]本公开的电力转换装置是一种将从交流电源供给的输入交流电力转换(电力转换)为预定的电压和频率的输出交流电力的电力转换装置，其具备：将所述输出交流电力供给至马达的逆变器电路；及对所述马达的输入电力的谐波进行补偿的补偿部。其中，所述补偿部检测所述输入电力中与所述马达的转数同步产生的谐波分量，并以与所述谐波分量相同的频率改变从所述逆变器电路输出的交流电压的相位，使得所述谐波分量减小。[0011]根据本公开的电力转换装置，以与所述马达的输入电力中产生的谐波分量相同的频率来改变从所述逆变器电路输出的交流电压的相位，从而减小所述马达的输入电力中产生的谐波分量，因而可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0012]本公开的电力转换装置中，所述补偿部生成按照与所述谐波分量相同的频率进行变化的补偿量，并根据所述补偿量以与所述谐波分量相同的频率来改变所述交流电压的相位。[0013]根据本公开的电力转换装置，根据所述补偿量以与所述谐波分量相同的频率来改变所述交流电压的相位，由此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0014]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位，并根据所述马达的转数、扭矩(torque)及电力中的任意一个改变所述补偿量的振幅。[0015]如本公开的电力转换装置那样，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的振幅，藉此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0016]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的振幅，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的相位。[0017]如本公开的电力转换装置那样，藉由所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的振幅，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的相位，可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0018]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位和振幅。[0019]如本公开的电力转换装置那样，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量对所述补偿量的相位和振幅进行调整，由此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0020]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，在所述转换器电路和所述逆变器电路之间，电容器与所述转换器电路并联连接，所述补偿部从所述电容器的两端的电压检测所述谐波分量。[0021]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电容器的两端的电压检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0022]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，电抗器(reactor)连接在所述转换器电路和所述交流电源或所述逆变器电路之间，所述补偿部从所述电抗器的两端的电压检测所述谐波分量。[0023]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电抗器的两端的电压检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0024]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，电抗器连接在所述转换器电路和所述交流电源或所述逆变器电路之间，所述补偿部从所述电抗器中流动的电流检测所述谐波分量。[0025]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电抗器中流动的电流检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0026]本公开的电力转换装置中，所述补偿部在所述逆变器电路的电压向量不发生变化的期间内获取用于检测所述谐波分量的信号。[0027]根据本公开的电力转换装置，由于所述补偿部在所述逆变器电路的电压向量不发生变化的期间内获取用于检测所述谐波分量的信号，所以与在电压向量发生变化的期间内进行获取的情况相比，可提高所述谐波分量的检测精度。附图说明[0028][图1]逆变器电路的输入侧所产生的谐波的例示图。[0029][图2]用于降低马达的输入电力的谐波分量的第1相关技术的说明图。[0030][图3]电压控制率的变化所导致的马达的运转区域的变化的说明图。[0031][图4]用于降低马达的输入电力的谐波分量的第2相关技术的说明图。[0032][图5]用于降低马达的输入电力的谐波分量的本公开的技术的说明图。[0033][图6]振幅操作量和6次谐波分量的电力之间的关系的例示图。[0034][图7]相位操作量和6次谐波分量的电力之间的关系的例示图。[0035][图8]利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图。[0036][图9]利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图。[0037][图10]电力转换装置的第1构成例的示意图。[0038][图11]电力转换装置的第2构成例的示意图。[0039][图12]控制部的第1构成例的示意图。[0040][图13]控制部的第2构成例的示意图。[0041][图14]控制部的第3构成例的示意图。具体实施方式[0042]下面对实施方式进行说明。首先对逆变器电路的输入侧所产生的谐波进行说明。[0043]马达的磁动势(magnetomotiveforce)和间隙磁导(gappermeance)随马达的旋转位置而变化，为此，交链磁通(interlinkagemagneticflux)与马达的转数同步变化，马达的感应电压中可能包含马达的转数(电角速度)的5倍、7倍等的谐波分量。一旦马达的感应电压中包含这些谐波分量，则存在马达的输入电力中会产生马达驱动频率的6倍等的谐波分量的情形。[0044]例如，如果使用如无电容器逆变器那样的内部不具备能量存储元件(储能元件)的逆变器电路，则藉由马达的输入电力中产生谐波分量，逆变器电路的输入侧的电力中可能也会产生与马达的输入电力中产生的谐波分量相同的次数的谐波。如果该谐波流出至存在于逆变器电路的输入侧的电源，则电源侧的电流就会包含具有“马达的输入电力的频率±电源电压的频率”的谐波(电源谐波)。为此，需要降低马达的输入电力的谐波分量，以使藉由马达的输入电力的谐波分量而产生的每个电源谐波变为电源谐波限值(规制值(regulationvalue))以下。图1是电力转换电路的输入侧所产生的谐波的例示图，其横轴表示谐波的次数(电源电压的频率的倍数)。图1示出了30次和32次电源谐波为马达的输入电力中产生的谐波分量且超过了电源谐波限值的示例。[0045]马达的转数越高，藉由马达的输入电力的谐波分量而产生的各个电源谐波的振幅越大，并超过电源谐波限值。为此，存在一种通过对赋予至逆变器电路的电压指令值进行直接操作来降低马达的输入电力的谐波分量的技术。[0046]图2是用于降低马达的输入电力的谐波分量的第1相关技术(特开2010-98941号公报)的说明图。第1相关技术中，将用于降低马达的输入电力的谐波分量的补偿量与逆变器电路的电压控制率(也称调制率)加在了一起。然而，为了降低马达的输入电力的谐波分量，需要减小电压控制率的直流分量，以使补偿量不饱和。由于马达的运转区域(例如，最高转数)的大小与电压控制率的直流分量成正比，所以随着补偿量的增加，不得不降低马达的运转区域(参见图3)。[0047]图4是用于降低马达的输入电力的谐波分量的第2相关技术(特开2012-165634号公报)的说明图。第2相关技术中，将用于使马达电流畸变(失真)的补偿值(d轴补偿电压vd_h和q轴补偿电压vq_h)与电流控制部的输出(用于控制马达电流的指令值(d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*))叠加，由此生成了新的电压指令值vd’*和vq’*。然而，如果新的电压指令值vd’*和vq’*的大小随补偿值(d轴补偿电压vd_h和q轴补偿电压vq_h)的叠加而发生变化，则电压控制率也会发生变化。为此，与第1相关技术相同，为了使补偿值不饱和，需要降低电压控制率的直流分量(由电流控制部的输出(vd*，vq*)构成的电压向量的大小)，并不得不降低马达的运转区域(参见图3)。[0048]如上所述，第1相关技术和第2相关技术中，在马达的输入电力的谐波分量的减小(减少)和马达的运转区域的确保之间存在权衡(折衷)(tradeoff)。根据本公开的技术，马达的输入电力的谐波分量的减小和马达的运转区域的确保这两者都能够得以实现。[0049]图5是用于降低马达的输入电力的谐波分量的本公开的技术的说明图。本公开的技术中，对马达的输入电力中与马达的转数同步产生的谐波分量进行检测，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路输出的交流电压的相位发生变化，由此减小该谐波分量。本公开的技术中，如图5所示，可不改变电压控制率地执行使整个电压向量(d轴电压和q轴电压的合成向量)的相位α按照与检测到的谐波分量相同的频率进行脉动(pulsate)的操作。[0050]按照与马达的输入电力的谐波分量相同的频率对相位α进行操作等价于，使d轴电压和q轴电压的轨迹以与马达的输入电力的谐波分量相同的频率在相同圆弧上发生变化。此外，如果按照与马达的输入电力的谐波分量相同的频率对相位α进行操作，则从逆变器电路输出的交流电压中，将马达的输入电力的谐波分量的频率加上马达的驱动频率后的谐波分量和从马达的输入电力的谐波分量的频率减去马达的驱动频率后的谐波分量会以相同振幅出现。[0051]例如，下面的式(公式)1、式2、式3表示使整个电压向量的相位α进行了脉动时从逆变器电路输出的u相交流电压。[0052]vu＝-vusin(θe δ′)…式1[0053]δ′＝δ asin(6θe b)…式2[0054][0055]vu表示从逆变器电路输出的u相交流电压(马达的u相电压)，vu表示u相电压的振幅，θe表示马达的转子的旋转角(电角度)，δ’表示从逆变器电路输出的交流电压的相位和马达的转子的旋转角之差(电压相位)。asin(6θe b)表示为了补偿马达的输入电力的谐波而对电压相位基准值(referencevalue)δ进行补偿的补偿量(下面也称补偿量c)，a表示补偿量c的振幅，b表示补偿量c的基准相位。[0056]将式2代入式1可获得式3。式3的第2项的振幅“‑(1/2)avu”相当于从马达的输入电力的谐波分量的频率减去马达的驱动频率后的谐波分量的振幅。式3的第3项的振幅“‑(1/2)avu”相当于将马达的输入电力的谐波分量的频率加上马达的驱动频率后的谐波分量的振幅。[0057]尽管式1、式2、式3例示了使整个电压向量按照正弦波进行脉动的情况，但也可使整个电压向量按照三角波、矩形波等的其它周期波形进行脉动。[0058]接下来，藉由使从逆变器电路输出的交流电压的相位按照与马达的输入电力中和马达的转数同步产生的谐波分量相同的频率发生变动(波动)，理论推导出能够减小马达的输入电力中产生的谐波分量。需要说明的是，这里尽管以永磁同步马达为例，但即使是其它种类的马达，也可进行应用。另外，描述中尽管例示了减小马达的驱动频率的6倍的谐波分量的情况，但也可对驱动频率的12倍、18倍等的高次谐波分量进行减小。[0059]永磁同步马达的电压方程式由下述式4、式5表示。[0060][0061][0062]vd表示d轴电压，vq表示q轴电压，ra表示马达的电枢绕组电阻，ld表示d轴电感，lq表示q轴电感，id表示d轴电流，iq表示q轴电流，ωe表示马达的电角速度，s表示时间微分算子，φd表示d轴磁通，φq表示q轴磁通，kq6表示q轴磁通的振幅，kd6表示d轴磁通的振幅，λa表示永磁体的磁通。[0063]永磁同步马达中，转数越高，电源谐波的影响越显著，所以随着转速的增加，电枢绕组电阻ra的影响可以忽略不计。因此，为了简化说明，可将式4变换为下面的式6。[0064][0065]为了使交流电压的相位按照正弦波形进行脉动，将d轴电压vd和q轴电压vq定义为如下所述的式7、式8。va表示d轴电压vd和q轴电压vq的振幅。将式8代入式7并进行整理后，可获得下述式9。[0066][0067][0068]vd0＝-vasinδvq0＝vacosδ[0069]vd6c＝-vaacosδsinb＝-avq0sinbvd6s＝-vaacosδcosb＝-avq0cosb[0070]vq6c＝-vaasinδsinb＝avd0sinbvq6s＝-vaasinδcosb＝avd0cosb[0071]在由式6和式9组成的连立方程式中对电流进行求解，可获得下述式10。[0072][0073][0074][0075][0076][0077][0078]通过求解马达的输入电力pin，可获得下述式11。[0079]pin＝vdid vqiq≈pin0 pin6ccos6θe pin6ssin6θe pin12ccos12θe pin12ssin12θe…式11[0080]式11表示的输入电力pin中，6次谐波分量的电力pin6可变形为下述式12(12次谐波分量的电力非常小，故忽略)。[0081]pin6＝pin6ccos6θe pin6ssin6θe[0082]＝(vd0id6c vq0iq6c vd6cid0 vq6ciq0)cos6θe (vd0id6s vq0iq6s vd6sid0 vq6siq0)sin6θe[0083]＝(m1acosb m2asinb m3)cos6θe (m2acosb-m1asinb m4)sin6θe…式12[0084][0085][0086][0087][0088]图6是式12中对基准相位b进行了固定时的、振幅a和6次谐波分量的电力pin6之间的关系的例示图。图7是式12中对振幅a进行了固定时的、基准相位b和6次谐波分量的电力pin6之间的关系的例示图。由图6和图7可知，就补偿量c中的振幅a和基准相位b的每个而言，存在可使6次谐波分量的电力pin6接近零的最优值。因此，通过将补偿量c中的振幅a和基准相位b的每个调整为可使6次谐波分量的电力pin6接近零的最优值，可降低6次谐波分量的电力pin6。[0089]对式12中6次谐波分量的电力pin6变为零的条件进行计算时，如式13所示，使式12的第1项的余弦分量的振幅为零，并使式12的第2项的正弦分量的振幅为零。关于振幅a和基准相位b求解由式13和式14表示的连立方程式，可获得下述式15。[0090][0091][0092][0093]如上所述，本公开的技术中，通过将振幅a和基准相位b的每个调整为由式15表示的适当的值，也可使6次谐波分量的电力pin6为零。然而，本公开的技术还可对马达的输入电力中与马达的转数同步产生的谐波分量进行检测，然后基于检测到的谐波分量并采用爬山法(hillclimbing)等来调整振幅a和基准相位b中的至少一者，从而降低该谐波。[0094]使马达的输入电力的6次谐波分量为零的操作量中，旋转座标中的马达电流的6次分量不为零。通过改变旋转座标中的马达电流的6次分量的振幅和相位中的至少一者，并将与d轴相关的输入电力的6次分量和与q轴相关的输入电力调整为逆相位(反相)，可使马达的输入电力的6次分量为零。[0095]接下来，对应用本公开的技术的电力转换装置的构成例进行说明。[0096]图10是应用本公开的技术的电力转换装置的第1构成例的示意图。图10所示的电力转换装置1a具备转换器电路2、直流链路(link)部3、逆变器电路4及控制部5，电力转换装置1a用于将从三相交流电源6供给的输入交流电力转换为预定的电压和预定的频率的输出交流电力，并将其供给至马达7。[0097]马达7例如为三相交流马达，用于对设置在空调机的冷剂回路中的压缩机进行驱动。具体而言，马达7为4极6槽、6极9槽等的集中绕线马达。该马达7中，趋向于大量包含作为感应电压的谐波分量的、基波(fundamentalwave)的5、7次分量。起因于该马达的电压畸变(基波的5、7次谐波分量)的高次(例如，6次)谐波分量在交流电源6的电源电流和直流链路部3的直流链路电压vdc中也都会出现。[0098]转换器电路2与交流电源6连接，用于将交流电源6输出的交流转换为直流。转换器电路2例如是多个(plural)(该例中为6个)二极管被连接成桥状的二极管桥式电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，然后将其转换为直流电压。就转换器电路2而言，只要是可经由直流链路部3将转换后的直流电力供给至逆变器电路4的电路，也可为与二极管桥式电路不同的其它电路形式的电压转换电路。[0099]直流链路部3具备连接于转换器电路2和逆变器电路4之间的电容器3a。电容器3a与转换器电路2的输出部并联连接，电容器3a的两端生成的直流电压(直流链路电压vdc)被输入至逆变器电路4的输入节点(node)。关于电容器3a的更详细的说明将在后面叙述。[0100]直流链路部3具备连接于转换器电路2和逆变器电路4之间的电抗器8。电抗器8串联插入位于转换器电路2的输出部和逆变器电路4的输入部之间的直流母线。[0101]逆变器电路4中，输入节点与直流链路部3的电容器3a并联连接，直流链路部3的输出被切换(switching)以转换为三相交流，并被供给至所连接的马达7。本实施方式的逆变器电路4通过桥接多个开关元件而构成。该逆变器电路4将三相交流输出至马达7，故具备6个开关元件。具体而言，逆变器电路4具备相互并联连接的3个开关腿(switchingleg)，每个开关腿具有彼此串联连接的2个开关元件。各开关腿中，上臂的开关元件和下臂的开关元件的中点分别与马达7的各相的线圈连接。此外，每个各开关元件上反并联连接有续流二极管(freewheelingdiode)。逆变器电路4通过这些开关元件的导通/切断(on/off)操作来对从直流链路部3输入的直流链路电压vdc进行切换以将其转换为三相交流电压，并将其供给至马达7。需要说明的是，控制部5对导通/切断(on/off)操作进行控制。[0102]控制部5对马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量进行检测，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量。控制部5以使交流电压的相位这样地发生变化的方式对逆变器电路4中的切换(导通/切断(on/off))进行控制。[0103]图11是应用本公开的技术的电力转换装置的第2构成例的示意图。就与第1构成例相同的构成(结构)的说明而言，通过援引上述说明的方式对其进行了省略。图11所示的电力转换装置1b具备转换器电路2、直流链路部3、逆变器电路4及控制部5，电力转换装置1b用于将从单相交流电源6供给的输入交流电力转换为预定的电压和预定的频率的输出交流电力，并将其供给至马达7。[0104]转换器电路2经由电抗器8与交流电源6连接，用于将交流电源6输出的交流整流(转换)为直流。转换器电路2例如是将多个(该例中为4个)二极管连接成桥状的二极管桥式电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，从而将其转换为直流电压。就转换器电路2而言，只要是可经由直流链路部3将转换后的直流电力供给至逆变器电路4的电路，也可为与二极管桥式电路不同的其它电路形式的电压转换电路。[0105]电抗器8连接于交流电源6和转换器电路2之间，具体而言，串联插入了交流电源6的交流输出侧和转换器电路2的交流输入侧之间。[0106]图10和图11中，就电容器3a的电容值而言，基本上不能据其对转换器电路2的输出进行平滑化(smoothing)处理，但却被设定为，能够抑制由逆变器电路4的切换操作所引起的波纹电压(ripplevoltage)(响应于切换频率fc的电压波动)。具体而言，电容器3a由小容量电容器(例如，薄膜电容器)构成，该小容量电容器具有一般电力转换装置中用于使转换器电路2的输出变为平滑的平滑电容器(例如，电解电容器)的电容值的大约0.01倍的电容值(例如，几十～几百μf左右)。[0107]如上所述，由于电容器3a的电容值较小，所以直流链路部3中转换器电路2的输出基本上无法被进行平滑化处理，为此，响应于交流电源6的电源电压vin的频率的脉动分量会残留于直流电压(直流链路电压vdc)。例如，就直流链路电压vdc而言，在图10的三相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的6倍的频率的脉动分量，在图11的单相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的2倍的频率的脉动分量。[0108]此外，在电力转换装置不仅使用电容器3a而且还使用电抗器8的情况下，由电抗器8和电容器3a构成lc滤波器。该lc滤波器的共振(谐振)频率fr是n相交流电源6的商用频率(工频)fin的n倍以上的频率，并且，电抗器8的电感和电容器3a的电容值被设定为可使起因于逆变器电路4的切换操作的波纹电压衰减。[0109]n×fin≤fr≤fc/4[0110]fr＝1(2π√lc)[0111]l表示电抗器8的电感，c表示电容器3a的电容值。[0112]如上所述，在电力转换装置为直流链路部3的电容器3a的电容值较小的无电容器逆变器(具体而言，电解无电容器逆变器)的情况下，由马达7的输入电力中产生的失真分量(谐波分量)所引起的谐波有可能流出至电源侧。即使在电力转换装置为矩阵转换器的情况下，起因于马达的输入电力中产生的畸变分量的谐波也可能同样会流向电源侧。[0113]控制部5具有如下功能，即，按照与马达7的输入电力中和马达7的转数同步产生的谐波分量相同的频率，使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量(谐波分量减小功能)。藉由该谐波分量减小功能，能够降低逆变器电路4的输入侧所产生的谐波(例如，向电源侧流出的电源谐波)。[0114]接下来，对具有谐波分量减小功能的控制部5的构成例进行说明。[0115]图12是控制部的第1构成例的示意图(框图)。图12所示的控制部5a是控制部5的一例。控制部5a将用于使逆变器电路4内的各开关元件进行导通/切断操作的控制信号即选通信号(gatesignal)g输出至逆变器电路4。控制部5a具备马达控制部11、补偿部20、加法器13及pwm运算(计算)部12。控制部5a所具备的这些各部件的功能可通过如下方式实现，即，藉由可读取地存储在存储器中的程序，使处理器(例如，cpu(centralprocessingunit))进行操作(operation)。[0116]马达控制部11生成并输出用于对从逆变器电路4输出的交流电压的相位进行控制的电压相位基准值δ和逆变器电路4的电压控制率ks。电压控制率也被称为调制率。[0117]补偿部20对马达7的输入电力的谐波进行补偿。补偿部20检测马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量。补偿部20生成按照与检测到的谐波分量相同的频率进行变化的补偿量c(＝asin(6θe b))，并根据该补偿量c使从逆变器电路4输出的交流电压的相位δ’按照与检测到的谐波分量相同的频率发生变化。[0118]该示例中，补偿部20基于检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的基准相位b进行调整，并基于马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个来改变补偿量c的振幅a。补偿部20具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。[0119]谐波分量检测部21藉由傅立叶变换等对马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量的振幅a进行检测。由于逆变器电路的输入侧的电力中也会产生与马达的输入电力中产生的6次谐波分量相同的次数的谐波，所以谐波分量检测部21例如可从电容器3a的两端的直流链路电压vdc检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21可从电抗器8的两端的电抗器电压vl检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21可从电抗器8中流动的电抗器电流il检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21也可实际监视马达7的输入电力，并根据监视值检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。[0120]谐波分量检测部21在逆变器电路4的电压向量不发生变化的期间(例如，输出大小为零的电压向量的期间)内获取用于检测谐波分量的振幅a的信号。据此，与在电压向量发生变化的期间内获取用于检测振幅a的信号的情况相比，可提高振幅a的检测精度。[0121]基准相位运算部22根据由谐波分量检测部21检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的基准相位b进行调整。基准相位运算部22例如可根据由谐波分量检测部21检测到的振幅a，以使该检测到的振幅a变小的方式，采用爬山法对补偿量c的基准相位b进行调整。据此，能够获得用于使马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅减小的最优基准相位b(基准相位b的目标值的一例)。[0122]另一方面，补偿部20使用积分器23对马达7的转数(电角速度ωe)的6倍频率进行积分，由此生成6θe。由基准相位运算部22算出的基准相位b和由积分器23获得的6θe被加法器24相加，藉此可获得(6θe b)。波形生成部25生成与马达7的转数同步的、相位为(6θe b)的正弦波sin(6θe b)。这里尽管例示了按照正弦波进行脉动的情况，但也可采用相位为(6θe b)的三角波、矩形波等的其它周期波形。[0123]振幅运算部26根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个对补偿量c的振幅a进行改变。振幅运算部26例如根据电源谐波为谐波限值以下的、电角速度ωe和振幅a之间的相关关系并基于电角速度ωe的检测值或指令值生成最优振幅a(振幅a的目标值的一例)。电源谐波为谐波限值以下的相关关系例如为通过试验(测试)等预先确定的关系规则(rule)，可藉由查找表(lookuptable)、计算公式等进行定义。同理，即使在将电角速度ωe置换为输出扭矩te或输入电力pin0的情况下，也可使用这样的相关关系来获得最优振幅a。[0124]由波形生成部25生成的sin(6θe b)和由振幅运算部26导出的振幅a被乘法器27相乘，由此可获得补偿量c(＝asin(6θe b))。由马达控制部11生成的电压相位基准值δ和由乘法器27生成的补偿量c被加法器13相加，藉此可生成电压相位δ’。[0125]pwm运算部12根据电压控制率ks和电压相位δ’并使用极座标变换、逆park转换、空间向量变换等生成u相、v相及w相的三相电压指令值。三相电压指令值是pwm(脉冲宽度调制)信号。pwm运算部12通过基于电压控制率ks来调整三相电压指令值的振幅，可对从逆变器电路4输出的交流电压的大小进行控制。pwm运算部12将三相电压指令值转换为选通信号g，并将其输出至逆变器电路4。[0126]如上所述，控制部5a对起因于马达7的输入电力中产生的畸变的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率来改变从逆变器电路4输出的交流电压的相位，由此可减小该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且由于马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够将电源谐波降至电源谐波限值以下。[0127]图13是控制部的第2构成例的示意图(框图)。就与第1构成例同样的构成(结构)的说明而言，藉由援引上述说明的方式而对其进行了省略。图13所示的控制部5b是控制部5的一例。控制部5b具备补偿部30。[0128]该示例中，补偿部30根据检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a进行调整，并根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个来改变补偿量c的基准相位b。补偿部30具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。[0129]基准相位运算部22根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个对补偿量c的基准相位b进行变更。基准相位运算部22例如根据电源谐波为谐波规制值以下的、电角速度ωe和振幅a之间的相关关系并基于电角速度ωe的检测值或指令值来生成最优基准相位b(基准相位b的目标值的一例)。电源谐波为谐波规制值以下的相关关系例如为通过试验等预先确定的关系规则，可藉由查找表、计算公式等进行定义。同理，即使在将电角速度ωe置换为输出扭矩te或输入电力pin0的情况下，也可使用这样的相关关系来获得最优基准相位b。[0130]振幅运算部26根据由谐波分量检测部21检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a进行调整。振幅运算部26例如可根据由谐波分量检测部21检测到的振幅a并采用爬山法来调整补偿量c的振幅a，以使该检测到的振幅a变小。据此，能够获得用于减小马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅的最优振幅a(振幅a的目标值的一例)。[0131]由波形生成部25生成的sin(6θe b)和由振幅运算部26导出的振幅a被乘法器27相乘，藉此可获得补偿量c(＝asin(6θe b))。由马达控制部11生成的电压相位基准值δ和由乘法器27生成的补偿量c被加法器13相加，由此可生成电压相位δ’。[0132]如上所述，控制部5b对由马达7的输入电力中产生的失真所引起的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生波动，由此可减小该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且因为马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够使电源谐波降至电源谐波限值以下。[0133]图14是控制部的第3构成例的示意图(框图)。关于与上述构成例同样的构成(结构)的说明，藉由援引上述说明的方式而对其进行了省略。图14所示的控制部5c是控制部5的一例。控制部5c具备补偿部40。[0134]该示例中，补偿部40根据检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a和基准相位b进行调整。补偿部30具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。基准相位运算部22具有与第1构成例(图12)相同的功能，振幅运算部26具有与第2构成例(图13)相同的功能。[0135]控制部5c对起因于马达7的输入电力中产生的失真的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生起伏(波动)，由此可降低该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且由于马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够使电源谐波降至电源谐波限值以下。[0136]图8和图9是利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图，示出了由具备图10和图12所示的构成的电力转换装置实际驱动马达时的情形。纵轴表示因马达7的输入电力中的6次谐波分量的电力pin6而在交流电源6侧产生的电源谐波。通过改变振幅a或基准相位b，电源谐波可发生变化。由于存在可使30次和32次电源谐波的每个的振幅大致变为零的振幅a和基准相位b，所以30次和32次电源谐波的每个的振幅可满足电源谐波限值。[0137]上面尽管对实施方式进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，在权利要求书记载的本发明的主旨的范围内还可对其进行各种各样的变形和变更。[0138]本国际申请主张基于2019年10月23日申请的日本国专利申请第2019-192870号的优先权，并以引用的方式将该日本国专利申请第2019-192870号的内容全部援引于本国际申请。[0139][附图标记说明][0140]1a、1b电力转换装置[0141]4逆变器电路[0142]5、5a、5b、5c控制部[0143]6交流电源[0144]7马达[0145]8电抗器[0146]20、30、40补偿部。当前第1页12当前第1页12
背景技术：
：：2.马达(motor)的感应电压(inducedvoltage)中有时会包含马达的转数(电角速度)的5倍、7倍等的谐波分量(harmoniccomponent)(例如，参见专利文件1)。3.[引证文件][0004][专利文件][0005][专利文件1](日本)特开2012-165634号公报技术实现要素：[0006][要解决的技术问题][0007]然而，如果谐波分量包含在马达的感应电压中，则由于马达的输入电力中也会产生谐波分量，所以在向马达供给电力的逆变器(inverter)电路的输入侧可能会出现与马达的输入电力中产生的谐波分量相同次数(阶数(order))的谐波。[0008]本公开的目的在于，提供一种能够降低逆变器电路的输入侧所产生的谐波的电力转换装置。[0009][技术方案][0010]本公开的电力转换装置是一种将从交流电源供给的输入交流电力转换(电力转换)为预定的电压和频率的输出交流电力的电力转换装置，其具备：将所述输出交流电力供给至马达的逆变器电路；及对所述马达的输入电力的谐波进行补偿的补偿部。其中，所述补偿部检测所述输入电力中与所述马达的转数同步产生的谐波分量，并以与所述谐波分量相同的频率改变从所述逆变器电路输出的交流电压的相位，使得所述谐波分量减小。[0011]根据本公开的电力转换装置，以与所述马达的输入电力中产生的谐波分量相同的频率来改变从所述逆变器电路输出的交流电压的相位，从而减小所述马达的输入电力中产生的谐波分量，因而可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0012]本公开的电力转换装置中，所述补偿部生成按照与所述谐波分量相同的频率进行变化的补偿量，并根据所述补偿量以与所述谐波分量相同的频率来改变所述交流电压的相位。[0013]根据本公开的电力转换装置，根据所述补偿量以与所述谐波分量相同的频率来改变所述交流电压的相位，由此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0014]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位，并根据所述马达的转数、扭矩(torque)及电力中的任意一个改变所述补偿量的振幅。[0015]如本公开的电力转换装置那样，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的振幅，藉此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0016]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的振幅，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的相位。[0017]如本公开的电力转换装置那样，藉由所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的振幅，并根据所述马达的转数、扭矩及电力中的任意一个改变所述补偿量的相位，可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0018]本公开的电力转换装置中，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量调整所述补偿量的相位和振幅。[0019]如本公开的电力转换装置那样，所述补偿部根据检测到的所述谐波分量对所述补偿量的相位和振幅进行调整，由此可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0020]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，在所述转换器电路和所述逆变器电路之间，电容器与所述转换器电路并联连接，所述补偿部从所述电容器的两端的电压检测所述谐波分量。[0021]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电容器的两端的电压检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0022]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，电抗器(reactor)连接在所述转换器电路和所述交流电源或所述逆变器电路之间，所述补偿部从所述电抗器的两端的电压检测所述谐波分量。[0023]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电抗器的两端的电压检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0024]本公开的电力转换装置具备对所述输入交流电力进行整流并向所述逆变器电路进行电力供给的转换器电路，电抗器连接在所述转换器电路和所述交流电源或所述逆变器电路之间，所述补偿部从所述电抗器中流动的电流检测所述谐波分量。[0025]如本公开的电力转换装置那样，即使所述补偿部从所述电抗器中流动的电流检测所述谐波分量，也可降低所述逆变器电路的输入侧所产生的谐波。[0026]本公开的电力转换装置中，所述补偿部在所述逆变器电路的电压向量不发生变化的期间内获取用于检测所述谐波分量的信号。[0027]根据本公开的电力转换装置，由于所述补偿部在所述逆变器电路的电压向量不发生变化的期间内获取用于检测所述谐波分量的信号，所以与在电压向量发生变化的期间内进行获取的情况相比，可提高所述谐波分量的检测精度。附图说明[0028][图1]逆变器电路的输入侧所产生的谐波的例示图。[0029][图2]用于降低马达的输入电力的谐波分量的第1相关技术的说明图。[0030][图3]电压控制率的变化所导致的马达的运转区域的变化的说明图。[0031][图4]用于降低马达的输入电力的谐波分量的第2相关技术的说明图。[0032][图5]用于降低马达的输入电力的谐波分量的本公开的技术的说明图。[0033][图6]振幅操作量和6次谐波分量的电力之间的关系的例示图。[0034][图7]相位操作量和6次谐波分量的电力之间的关系的例示图。[0035][图8]利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图。[0036][图9]利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图。[0037][图10]电力转换装置的第1构成例的示意图。[0038][图11]电力转换装置的第2构成例的示意图。[0039][图12]控制部的第1构成例的示意图。[0040][图13]控制部的第2构成例的示意图。[0041][图14]控制部的第3构成例的示意图。具体实施方式[0042]下面对实施方式进行说明。首先对逆变器电路的输入侧所产生的谐波进行说明。[0043]马达的磁动势(magnetomotiveforce)和间隙磁导(gappermeance)随马达的旋转位置而变化，为此，交链磁通(interlinkagemagneticflux)与马达的转数同步变化，马达的感应电压中可能包含马达的转数(电角速度)的5倍、7倍等的谐波分量。一旦马达的感应电压中包含这些谐波分量，则存在马达的输入电力中会产生马达驱动频率的6倍等的谐波分量的情形。[0044]例如，如果使用如无电容器逆变器那样的内部不具备能量存储元件(储能元件)的逆变器电路，则藉由马达的输入电力中产生谐波分量，逆变器电路的输入侧的电力中可能也会产生与马达的输入电力中产生的谐波分量相同的次数的谐波。如果该谐波流出至存在于逆变器电路的输入侧的电源，则电源侧的电流就会包含具有“马达的输入电力的频率±电源电压的频率”的谐波(电源谐波)。为此，需要降低马达的输入电力的谐波分量，以使藉由马达的输入电力的谐波分量而产生的每个电源谐波变为电源谐波限值(规制值(regulationvalue))以下。图1是电力转换电路的输入侧所产生的谐波的例示图，其横轴表示谐波的次数(电源电压的频率的倍数)。图1示出了30次和32次电源谐波为马达的输入电力中产生的谐波分量且超过了电源谐波限值的示例。[0045]马达的转数越高，藉由马达的输入电力的谐波分量而产生的各个电源谐波的振幅越大，并超过电源谐波限值。为此，存在一种通过对赋予至逆变器电路的电压指令值进行直接操作来降低马达的输入电力的谐波分量的技术。[0046]图2是用于降低马达的输入电力的谐波分量的第1相关技术(特开2010-98941号公报)的说明图。第1相关技术中，将用于降低马达的输入电力的谐波分量的补偿量与逆变器电路的电压控制率(也称调制率)加在了一起。然而，为了降低马达的输入电力的谐波分量，需要减小电压控制率的直流分量，以使补偿量不饱和。由于马达的运转区域(例如，最高转数)的大小与电压控制率的直流分量成正比，所以随着补偿量的增加，不得不降低马达的运转区域(参见图3)。[0047]图4是用于降低马达的输入电力的谐波分量的第2相关技术(特开2012-165634号公报)的说明图。第2相关技术中，将用于使马达电流畸变(失真)的补偿值(d轴补偿电压vd_h和q轴补偿电压vq_h)与电流控制部的输出(用于控制马达电流的指令值(d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*))叠加，由此生成了新的电压指令值vd’*和vq’*。然而，如果新的电压指令值vd’*和vq’*的大小随补偿值(d轴补偿电压vd_h和q轴补偿电压vq_h)的叠加而发生变化，则电压控制率也会发生变化。为此，与第1相关技术相同，为了使补偿值不饱和，需要降低电压控制率的直流分量(由电流控制部的输出(vd*，vq*)构成的电压向量的大小)，并不得不降低马达的运转区域(参见图3)。[0048]如上所述，第1相关技术和第2相关技术中，在马达的输入电力的谐波分量的减小(减少)和马达的运转区域的确保之间存在权衡(折衷)(tradeoff)。根据本公开的技术，马达的输入电力的谐波分量的减小和马达的运转区域的确保这两者都能够得以实现。[0049]图5是用于降低马达的输入电力的谐波分量的本公开的技术的说明图。本公开的技术中，对马达的输入电力中与马达的转数同步产生的谐波分量进行检测，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路输出的交流电压的相位发生变化，由此减小该谐波分量。本公开的技术中，如图5所示，可不改变电压控制率地执行使整个电压向量(d轴电压和q轴电压的合成向量)的相位α按照与检测到的谐波分量相同的频率进行脉动(pulsate)的操作。[0050]按照与马达的输入电力的谐波分量相同的频率对相位α进行操作等价于，使d轴电压和q轴电压的轨迹以与马达的输入电力的谐波分量相同的频率在相同圆弧上发生变化。此外，如果按照与马达的输入电力的谐波分量相同的频率对相位α进行操作，则从逆变器电路输出的交流电压中，将马达的输入电力的谐波分量的频率加上马达的驱动频率后的谐波分量和从马达的输入电力的谐波分量的频率减去马达的驱动频率后的谐波分量会以相同振幅出现。[0051]例如，下面的式(公式)1、式2、式3表示使整个电压向量的相位α进行了脉动时从逆变器电路输出的u相交流电压。[0052]vu＝-vusin(θe δ′)…式1[0053]δ′＝δ asin(6θe b)…式2[0054][0055]vu表示从逆变器电路输出的u相交流电压(马达的u相电压)，vu表示u相电压的振幅，θe表示马达的转子的旋转角(电角度)，δ’表示从逆变器电路输出的交流电压的相位和马达的转子的旋转角之差(电压相位)。asin(6θe b)表示为了补偿马达的输入电力的谐波而对电压相位基准值(referencevalue)δ进行补偿的补偿量(下面也称补偿量c)，a表示补偿量c的振幅，b表示补偿量c的基准相位。[0056]将式2代入式1可获得式3。式3的第2项的振幅“‑(1/2)avu”相当于从马达的输入电力的谐波分量的频率减去马达的驱动频率后的谐波分量的振幅。式3的第3项的振幅“‑(1/2)avu”相当于将马达的输入电力的谐波分量的频率加上马达的驱动频率后的谐波分量的振幅。[0057]尽管式1、式2、式3例示了使整个电压向量按照正弦波进行脉动的情况，但也可使整个电压向量按照三角波、矩形波等的其它周期波形进行脉动。[0058]接下来，藉由使从逆变器电路输出的交流电压的相位按照与马达的输入电力中和马达的转数同步产生的谐波分量相同的频率发生变动(波动)，理论推导出能够减小马达的输入电力中产生的谐波分量。需要说明的是，这里尽管以永磁同步马达为例，但即使是其它种类的马达，也可进行应用。另外，描述中尽管例示了减小马达的驱动频率的6倍的谐波分量的情况，但也可对驱动频率的12倍、18倍等的高次谐波分量进行减小。[0059]永磁同步马达的电压方程式由下述式4、式5表示。[0060][0061][0062]vd表示d轴电压，vq表示q轴电压，ra表示马达的电枢绕组电阻，ld表示d轴电感，lq表示q轴电感，id表示d轴电流，iq表示q轴电流，ωe表示马达的电角速度，s表示时间微分算子，φd表示d轴磁通，φq表示q轴磁通，kq6表示q轴磁通的振幅，kd6表示d轴磁通的振幅，λa表示永磁体的磁通。[0063]永磁同步马达中，转数越高，电源谐波的影响越显著，所以随着转速的增加，电枢绕组电阻ra的影响可以忽略不计。因此，为了简化说明，可将式4变换为下面的式6。[0064][0065]为了使交流电压的相位按照正弦波形进行脉动，将d轴电压vd和q轴电压vq定义为如下所述的式7、式8。va表示d轴电压vd和q轴电压vq的振幅。将式8代入式7并进行整理后，可获得下述式9。[0066][0067][0068]vd0＝-vasinδvq0＝vacosδ[0069]vd6c＝-vaacosδsinb＝-avq0sinbvd6s＝-vaacosδcosb＝-avq0cosb[0070]vq6c＝-vaasinδsinb＝avd0sinbvq6s＝-vaasinδcosb＝avd0cosb[0071]在由式6和式9组成的连立方程式中对电流进行求解，可获得下述式10。[0072][0073][0074][0075][0076][0077][0078]通过求解马达的输入电力pin，可获得下述式11。[0079]pin＝vdid vqiq≈pin0 pin6ccos6θe pin6ssin6θe pin12ccos12θe pin12ssin12θe…式11[0080]式11表示的输入电力pin中，6次谐波分量的电力pin6可变形为下述式12(12次谐波分量的电力非常小，故忽略)。[0081]pin6＝pin6ccos6θe pin6ssin6θe[0082]＝(vd0id6c vq0iq6c vd6cid0 vq6ciq0)cos6θe (vd0id6s vq0iq6s vd6sid0 vq6siq0)sin6θe[0083]＝(m1acosb m2asinb m3)cos6θe (m2acosb-m1asinb m4)sin6θe…式12[0084][0085][0086][0087][0088]图6是式12中对基准相位b进行了固定时的、振幅a和6次谐波分量的电力pin6之间的关系的例示图。图7是式12中对振幅a进行了固定时的、基准相位b和6次谐波分量的电力pin6之间的关系的例示图。由图6和图7可知，就补偿量c中的振幅a和基准相位b的每个而言，存在可使6次谐波分量的电力pin6接近零的最优值。因此，通过将补偿量c中的振幅a和基准相位b的每个调整为可使6次谐波分量的电力pin6接近零的最优值，可降低6次谐波分量的电力pin6。[0089]对式12中6次谐波分量的电力pin6变为零的条件进行计算时，如式13所示，使式12的第1项的余弦分量的振幅为零，并使式12的第2项的正弦分量的振幅为零。关于振幅a和基准相位b求解由式13和式14表示的连立方程式，可获得下述式15。[0090][0091][0092][0093]如上所述，本公开的技术中，通过将振幅a和基准相位b的每个调整为由式15表示的适当的值，也可使6次谐波分量的电力pin6为零。然而，本公开的技术还可对马达的输入电力中与马达的转数同步产生的谐波分量进行检测，然后基于检测到的谐波分量并采用爬山法(hillclimbing)等来调整振幅a和基准相位b中的至少一者，从而降低该谐波。[0094]使马达的输入电力的6次谐波分量为零的操作量中，旋转座标中的马达电流的6次分量不为零。通过改变旋转座标中的马达电流的6次分量的振幅和相位中的至少一者，并将与d轴相关的输入电力的6次分量和与q轴相关的输入电力调整为逆相位(反相)，可使马达的输入电力的6次分量为零。[0095]接下来，对应用本公开的技术的电力转换装置的构成例进行说明。[0096]图10是应用本公开的技术的电力转换装置的第1构成例的示意图。图10所示的电力转换装置1a具备转换器电路2、直流链路(link)部3、逆变器电路4及控制部5，电力转换装置1a用于将从三相交流电源6供给的输入交流电力转换为预定的电压和预定的频率的输出交流电力，并将其供给至马达7。[0097]马达7例如为三相交流马达，用于对设置在空调机的冷剂回路中的压缩机进行驱动。具体而言，马达7为4极6槽、6极9槽等的集中绕线马达。该马达7中，趋向于大量包含作为感应电压的谐波分量的、基波(fundamentalwave)的5、7次分量。起因于该马达的电压畸变(基波的5、7次谐波分量)的高次(例如，6次)谐波分量在交流电源6的电源电流和直流链路部3的直流链路电压vdc中也都会出现。[0098]转换器电路2与交流电源6连接，用于将交流电源6输出的交流转换为直流。转换器电路2例如是多个(plural)(该例中为6个)二极管被连接成桥状的二极管桥式电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，然后将其转换为直流电压。就转换器电路2而言，只要是可经由直流链路部3将转换后的直流电力供给至逆变器电路4的电路，也可为与二极管桥式电路不同的其它电路形式的电压转换电路。[0099]直流链路部3具备连接于转换器电路2和逆变器电路4之间的电容器3a。电容器3a与转换器电路2的输出部并联连接，电容器3a的两端生成的直流电压(直流链路电压vdc)被输入至逆变器电路4的输入节点(node)。关于电容器3a的更详细的说明将在后面叙述。[0100]直流链路部3具备连接于转换器电路2和逆变器电路4之间的电抗器8。电抗器8串联插入位于转换器电路2的输出部和逆变器电路4的输入部之间的直流母线。[0101]逆变器电路4中，输入节点与直流链路部3的电容器3a并联连接，直流链路部3的输出被切换(switching)以转换为三相交流，并被供给至所连接的马达7。本实施方式的逆变器电路4通过桥接多个开关元件而构成。该逆变器电路4将三相交流输出至马达7，故具备6个开关元件。具体而言，逆变器电路4具备相互并联连接的3个开关腿(switchingleg)，每个开关腿具有彼此串联连接的2个开关元件。各开关腿中，上臂的开关元件和下臂的开关元件的中点分别与马达7的各相的线圈连接。此外，每个各开关元件上反并联连接有续流二极管(freewheelingdiode)。逆变器电路4通过这些开关元件的导通/切断(on/off)操作来对从直流链路部3输入的直流链路电压vdc进行切换以将其转换为三相交流电压，并将其供给至马达7。需要说明的是，控制部5对导通/切断(on/off)操作进行控制。[0102]控制部5对马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量进行检测，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量。控制部5以使交流电压的相位这样地发生变化的方式对逆变器电路4中的切换(导通/切断(on/off))进行控制。[0103]图11是应用本公开的技术的电力转换装置的第2构成例的示意图。就与第1构成例相同的构成(结构)的说明而言，通过援引上述说明的方式对其进行了省略。图11所示的电力转换装置1b具备转换器电路2、直流链路部3、逆变器电路4及控制部5，电力转换装置1b用于将从单相交流电源6供给的输入交流电力转换为预定的电压和预定的频率的输出交流电力，并将其供给至马达7。[0104]转换器电路2经由电抗器8与交流电源6连接，用于将交流电源6输出的交流整流(转换)为直流。转换器电路2例如是将多个(该例中为4个)二极管连接成桥状的二极管桥式电路。这些二极管对交流电源6的交流电压进行全波整流，从而将其转换为直流电压。就转换器电路2而言，只要是可经由直流链路部3将转换后的直流电力供给至逆变器电路4的电路，也可为与二极管桥式电路不同的其它电路形式的电压转换电路。[0105]电抗器8连接于交流电源6和转换器电路2之间，具体而言，串联插入了交流电源6的交流输出侧和转换器电路2的交流输入侧之间。[0106]图10和图11中，就电容器3a的电容值而言，基本上不能据其对转换器电路2的输出进行平滑化(smoothing)处理，但却被设定为，能够抑制由逆变器电路4的切换操作所引起的波纹电压(ripplevoltage)(响应于切换频率fc的电压波动)。具体而言，电容器3a由小容量电容器(例如，薄膜电容器)构成，该小容量电容器具有一般电力转换装置中用于使转换器电路2的输出变为平滑的平滑电容器(例如，电解电容器)的电容值的大约0.01倍的电容值(例如，几十～几百μf左右)。[0107]如上所述，由于电容器3a的电容值较小，所以直流链路部3中转换器电路2的输出基本上无法被进行平滑化处理，为此，响应于交流电源6的电源电压vin的频率的脉动分量会残留于直流电压(直流链路电压vdc)。例如，就直流链路电压vdc而言，在图10的三相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的6倍的频率的脉动分量，在图11的单相交流电源6的情况下，具有电源电压vin的频率的2倍的频率的脉动分量。[0108]此外，在电力转换装置不仅使用电容器3a而且还使用电抗器8的情况下，由电抗器8和电容器3a构成lc滤波器。该lc滤波器的共振(谐振)频率fr是n相交流电源6的商用频率(工频)fin的n倍以上的频率，并且，电抗器8的电感和电容器3a的电容值被设定为可使起因于逆变器电路4的切换操作的波纹电压衰减。[0109]n×fin≤fr≤fc/4[0110]fr＝1(2π√lc)[0111]l表示电抗器8的电感，c表示电容器3a的电容值。[0112]如上所述，在电力转换装置为直流链路部3的电容器3a的电容值较小的无电容器逆变器(具体而言，电解无电容器逆变器)的情况下，由马达7的输入电力中产生的失真分量(谐波分量)所引起的谐波有可能流出至电源侧。即使在电力转换装置为矩阵转换器的情况下，起因于马达的输入电力中产生的畸变分量的谐波也可能同样会流向电源侧。[0113]控制部5具有如下功能，即，按照与马达7的输入电力中和马达7的转数同步产生的谐波分量相同的频率，使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量(谐波分量减小功能)。藉由该谐波分量减小功能，能够降低逆变器电路4的输入侧所产生的谐波(例如，向电源侧流出的电源谐波)。[0114]接下来，对具有谐波分量减小功能的控制部5的构成例进行说明。[0115]图12是控制部的第1构成例的示意图(框图)。图12所示的控制部5a是控制部5的一例。控制部5a将用于使逆变器电路4内的各开关元件进行导通/切断操作的控制信号即选通信号(gatesignal)g输出至逆变器电路4。控制部5a具备马达控制部11、补偿部20、加法器13及pwm运算(计算)部12。控制部5a所具备的这些各部件的功能可通过如下方式实现，即，藉由可读取地存储在存储器中的程序，使处理器(例如，cpu(centralprocessingunit))进行操作(operation)。[0116]马达控制部11生成并输出用于对从逆变器电路4输出的交流电压的相位进行控制的电压相位基准值δ和逆变器电路4的电压控制率ks。电压控制率也被称为调制率。[0117]补偿部20对马达7的输入电力的谐波进行补偿。补偿部20检测马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量，并按照与检测到的谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生变化，以减小该谐波分量。补偿部20生成按照与检测到的谐波分量相同的频率进行变化的补偿量c(＝asin(6θe b))，并根据该补偿量c使从逆变器电路4输出的交流电压的相位δ’按照与检测到的谐波分量相同的频率发生变化。[0118]该示例中，补偿部20基于检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的基准相位b进行调整，并基于马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个来改变补偿量c的振幅a。补偿部20具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。[0119]谐波分量检测部21藉由傅立叶变换等对马达7的输入电力中与马达7的转数同步产生的谐波分量的振幅a进行检测。由于逆变器电路的输入侧的电力中也会产生与马达的输入电力中产生的6次谐波分量相同的次数的谐波，所以谐波分量检测部21例如可从电容器3a的两端的直流链路电压vdc检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21可从电抗器8的两端的电抗器电压vl检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21可从电抗器8中流动的电抗器电流il检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。或者，谐波分量检测部21也可实际监视马达7的输入电力，并根据监视值检测马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅a。[0120]谐波分量检测部21在逆变器电路4的电压向量不发生变化的期间(例如，输出大小为零的电压向量的期间)内获取用于检测谐波分量的振幅a的信号。据此，与在电压向量发生变化的期间内获取用于检测振幅a的信号的情况相比，可提高振幅a的检测精度。[0121]基准相位运算部22根据由谐波分量检测部21检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的基准相位b进行调整。基准相位运算部22例如可根据由谐波分量检测部21检测到的振幅a，以使该检测到的振幅a变小的方式，采用爬山法对补偿量c的基准相位b进行调整。据此，能够获得用于使马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅减小的最优基准相位b(基准相位b的目标值的一例)。[0122]另一方面，补偿部20使用积分器23对马达7的转数(电角速度ωe)的6倍频率进行积分，由此生成6θe。由基准相位运算部22算出的基准相位b和由积分器23获得的6θe被加法器24相加，藉此可获得(6θe b)。波形生成部25生成与马达7的转数同步的、相位为(6θe b)的正弦波sin(6θe b)。这里尽管例示了按照正弦波进行脉动的情况，但也可采用相位为(6θe b)的三角波、矩形波等的其它周期波形。[0123]振幅运算部26根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个对补偿量c的振幅a进行改变。振幅运算部26例如根据电源谐波为谐波限值以下的、电角速度ωe和振幅a之间的相关关系并基于电角速度ωe的检测值或指令值生成最优振幅a(振幅a的目标值的一例)。电源谐波为谐波限值以下的相关关系例如为通过试验(测试)等预先确定的关系规则(rule)，可藉由查找表(lookuptable)、计算公式等进行定义。同理，即使在将电角速度ωe置换为输出扭矩te或输入电力pin0的情况下，也可使用这样的相关关系来获得最优振幅a。[0124]由波形生成部25生成的sin(6θe b)和由振幅运算部26导出的振幅a被乘法器27相乘，由此可获得补偿量c(＝asin(6θe b))。由马达控制部11生成的电压相位基准值δ和由乘法器27生成的补偿量c被加法器13相加，藉此可生成电压相位δ’。[0125]pwm运算部12根据电压控制率ks和电压相位δ’并使用极座标变换、逆park转换、空间向量变换等生成u相、v相及w相的三相电压指令值。三相电压指令值是pwm(脉冲宽度调制)信号。pwm运算部12通过基于电压控制率ks来调整三相电压指令值的振幅，可对从逆变器电路4输出的交流电压的大小进行控制。pwm运算部12将三相电压指令值转换为选通信号g，并将其输出至逆变器电路4。[0126]如上所述，控制部5a对起因于马达7的输入电力中产生的畸变的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率来改变从逆变器电路4输出的交流电压的相位，由此可减小该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且由于马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够将电源谐波降至电源谐波限值以下。[0127]图13是控制部的第2构成例的示意图(框图)。就与第1构成例同样的构成(结构)的说明而言，藉由援引上述说明的方式而对其进行了省略。图13所示的控制部5b是控制部5的一例。控制部5b具备补偿部30。[0128]该示例中，补偿部30根据检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a进行调整，并根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个来改变补偿量c的基准相位b。补偿部30具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。[0129]基准相位运算部22根据马达7的转数(电角速度ωe)、马达7的输出扭矩te及马达7的输入电力pin0中的任意一个对补偿量c的基准相位b进行变更。基准相位运算部22例如根据电源谐波为谐波规制值以下的、电角速度ωe和振幅a之间的相关关系并基于电角速度ωe的检测值或指令值来生成最优基准相位b(基准相位b的目标值的一例)。电源谐波为谐波规制值以下的相关关系例如为通过试验等预先确定的关系规则，可藉由查找表、计算公式等进行定义。同理，即使在将电角速度ωe置换为输出扭矩te或输入电力pin0的情况下，也可使用这样的相关关系来获得最优基准相位b。[0130]振幅运算部26根据由谐波分量检测部21检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a进行调整。振幅运算部26例如可根据由谐波分量检测部21检测到的振幅a并采用爬山法来调整补偿量c的振幅a，以使该检测到的振幅a变小。据此，能够获得用于减小马达7的输入电力中产生的谐波分量的振幅的最优振幅a(振幅a的目标值的一例)。[0131]由波形生成部25生成的sin(6θe b)和由振幅运算部26导出的振幅a被乘法器27相乘，藉此可获得补偿量c(＝asin(6θe b))。由马达控制部11生成的电压相位基准值δ和由乘法器27生成的补偿量c被加法器13相加，由此可生成电压相位δ’。[0132]如上所述，控制部5b对由马达7的输入电力中产生的失真所引起的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生波动，由此可减小该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且因为马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够使电源谐波降至电源谐波限值以下。[0133]图14是控制部的第3构成例的示意图(框图)。关于与上述构成例同样的构成(结构)的说明，藉由援引上述说明的方式而对其进行了省略。图14所示的控制部5c是控制部5的一例。控制部5c具备补偿部40。[0134]该示例中，补偿部40根据检测到的谐波分量的振幅a对补偿量c的振幅a和基准相位b进行调整。补偿部30具有谐波分量检测部21、基准相位运算部22、积分器23、加法器24、波形生成部25、振幅运算部26及乘法器27。基准相位运算部22具有与第1构成例(图12)相同的功能，振幅运算部26具有与第2构成例(图13)相同的功能。[0135]控制部5c对起因于马达7的输入电力中产生的失真的谐波分量进行检测，然后根据检测到的谐波分量的振幅a并按照与该谐波分量相同的频率使从逆变器电路4输出的交流电压的相位发生起伏(波动)，由此可降低该谐波分量。据此，可以不降低电压控制率ks地确保马达7的运转区域，并且由于马达7的输入电力的谐波分量被减小了，所以还能够使电源谐波降至电源谐波限值以下。[0136]图8和图9是利用本公开的技术在实机上驱动马达时的试验结果的一例的示意图，示出了由具备图10和图12所示的构成的电力转换装置实际驱动马达时的情形。纵轴表示因马达7的输入电力中的6次谐波分量的电力pin6而在交流电源6侧产生的电源谐波。通过改变振幅a或基准相位b，电源谐波可发生变化。由于存在可使30次和32次电源谐波的每个的振幅大致变为零的振幅a和基准相位b，所以30次和32次电源谐波的每个的振幅可满足电源谐波限值。[0137]上面尽管对实施方式进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式，在权利要求书记载的本发明的主旨的范围内还可对其进行各种各样的变形和变更。[0138]本国际申请主张基于2019年10月23日申请的日本国专利申请第2019-192870号的优先权，并以引用的方式将该日本国专利申请第2019-192870号的内容全部援引于本国际申请。[0139][附图标记说明][0140]1a、1b电力转换装置[0141]4逆变器电路[0142]5、5a、5b、5c控制部[0143]6交流电源[0144]7马达[0145]8电抗器[0146]20、30、40补偿部。当前第1页12当前第1页12
再多了解一些
本文用于企业家、创业者技术爱好者查询，结果仅供参考。
