用于增益调节的方法、同步整流器和电力转换器与流程

1.本发明一般地涉及电子学领域，并且具体地涉及同步整流器的增益调节。


背景技术：

2.同步整流器(sr)被广泛用作电力转换器例如开关模式电源(smps)的次级侧的整流二极管的替代品。同步整流器比二极管整流器电路具有更好的效率，二极管整流器电路以受控方式被接通和关断以实现整流的有源开关元件取代，有源开关元件例如功率mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)、igbt(绝缘栅双极晶体管)、hemt(高电子迁移率晶体管)等。
3.通常通过直接感测方法或伏秒平衡(volt-second balance)方法来控制同步整流器。直接感测基于对体二极管导通的直接检测来控制sr功率晶体管，这需要昂贵的高电压技术。伏秒平衡方法基于如下原理：对于电力转换器中的电感器的稳态工作，在开关周期内的净电感器电压必须为零。伏秒平衡方法依赖于对去磁时间的内部估计来预测sr关断时间。例如，在dcm(非连续导通模式)反激的情况下，在每个开关周期中伏秒平衡。伏秒平衡方法与直接感测相比的关键优势在于：低电压技术可以被用于sr控制器。
4.伏秒平衡方法稳定运行的重要参数是变压器次级绕组两端的电压与电力转换器输出电压之间的跨导匹配。如果不匹配，则sr功率晶体管可能会早于或晚于理想情况关断。如果sr功率晶体管过早关断，则随着电流持续流过sr功率晶体管的体二极管将发生较大功率损耗并导致效率较低。如果sr功率晶体管过晚关断(在去磁之后)，则电力转换器输出电压放电，这会导致输出纹波较高。
5.一种试图匹配跨导的方法涉及外部电阻梯的使用。然而，在集成sr控制器的情况下，输出电压感测需要附加引脚。如果需要外部调节以确保跨导匹配，则由于电阻分压比可变，控制器将难以使用相同的输出电压感测引脚。另外，预期测试时间会增加。很可能需要调整电阻器微调，使得可以消除工艺失配和容差以获得良好平衡。然而，这增加了芯片制造前端或后端的测试时间。此外，在sr寿命期间同步整流操作的可靠性较低。部件的退化可能导致跨导的失配，由于在sr寿命期间参数不能被持续监测，这可能导致系统故障。
6.因此，需要经改进的用于同步整流器的跨导调节方法。


技术实现要素：

7.根据用于耦接至变压器的次级侧绕组的同步整流器的增益调节的方法的实施方式，该方法包括：对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；检测同步整流器的体二极管开始传导电流；以及基于积分电压以及对体二极管开始传导电流的检测，减小与在变压器的次级侧绕组两端产生电压差的第一电压和第二电压相关联的增益失配。
8.根据增益调节的另一实施方式，该方法包括：在具有预期零积分值的积分时段内对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；基于二极管检测来检测次级绕组的去磁阶段的结束；以及基于积分周期结束时的积分误差来调整耦接至次级侧绕组的同步整流器的通
道增益(channel gain)，其中，积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
9.根据同步整流器的实施方式，同步整流器包括：积分器，其被配置成在具有预期零积分值的积分时段内对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；第一比较器，其被配置成基于二极管检测来检测次级侧绕组的去磁阶段的结束；以及数字电路，其被配置成基于积分时段结束时的积分误差来调整同步整流器的通道增益，积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
10.根据电力转换器的实施方式，该电力转换器包括：变压器，其具有初级侧绕组和次级侧绕组；功率开关装置，其耦接至初级侧绕组；同步整流器开关装置，其耦接至次级绕组；以及同步整流器控制器，其被配置成控制同步整流器开关装置的开关(switching)，同步整流器控制器包括：积分器，其被配置成在具有预期零积分值的积分时段内对次级侧绕组两端的电压进行积分；比较器，其被配置成基于二极管检测来检测次级侧绕组的去磁阶段的结束；以及数字电路，其被配置成基于积分时段结束时的积分误差来调整同步整流器的通道增益，积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
11.本领域技术人员在阅读以下具体实施方式以及在查看附图后将认识到其他附加特征和优点。
附图说明
12.附图中的元件不一定相对于彼此成比例。相似的附图标记表示相应的类似部件。可以将所示出的各种实施方式的特征进行结合，除非它们互相排斥。在附图中描绘了实施方式，并且在以下的描述中对实施方式进行了详细描述。
13.图1示出了包括具有增益自动调节的同步整流器的电力转换器的实施方式的框图。
14.图2示出了用于图1的同步整流器的增益调节电路的实施方式的框图。
15.图3至图5示出了与通过图2的增益调节电路实现的增益自动调节方法相关联的各个波形。
具体实施方式
16.本文描述的实施方式提供经改进的用于同步整流器的增益调节方法。该增益调节方法采用伏秒平衡。例如，在电压电流转换器的情况下，可以在电力转换器系统完全运行之前在加电时对输出电压跨导进行自动调节以匹配次级绕组电压跨导，使得在外部电阻器值的范围内保持伏秒平衡。
17.接下来参照附图描述增益调节方法、同步整流器以及包括同步整流器的电力转换器的实施方式。如本文所使用的，术语“电力转换器”广义上指代向一个或更多个电子负载提供一个或更多个经调节的电压的任何类型的电力转换器或电压调节器(vr)，所述电子负载例如以太网交换机；asic(专用集成电路)；存储装置；处理器，例如中央处理单元(cpu)、微处理器、图形处理单元(gpu)、数字信号处理器(dsp)、人工智能(ai)加速器、图像处理器、网络或数据包处理器、协处理器、多核处理器、前端处理器、基带处理器等。
18.图1示出了电力转换器100的实施方式的简化示意图。电力转换器100包括具有初
级侧绕组wp和次级侧绕组ws的变压器102。电力转换器100还包括：耦接至初级侧绕组wp的功率开关装置q1，例如功率mosfet、igbt、hemt等；以及耦接至次级侧绕组ws的同步整流器开关装置q2，例如功率mosfet、igbt、hemt等。初级侧控制器104控制初级侧功率开关装置q1的开关，并且同步整流器控制器106控制电力转换器100的次级侧的同步整流器开关装置q2的开关以对电力转换器100的输出电压
‘
vout’进行调节。输出电容器cout减小输出电压纹波。
19.初级侧控制器104和同步整流器控制器106生成相应的控制信号
‘
q1_gate’、
‘
q2_gate’以分别控制初级侧功率开关装置q1的栅极和同步整流器开关装置q2的栅极。在dc-dc反激式转换器的情况下，电力转换器100还可以包括：用于对ac输入电压110进行整流的二极管整流器108；输入电容器c
bulk
；以及缓冲电路112，例如电阻器-电容器-二极管(rcd)缓冲器。电力转换器100可以具有除反激之外的转换器拓扑，例如但不限于正向转换器。
20.在每种情况下，包括在同步整流器控制器106中或与同步整流器控制器106相关联的增益调节电路114针对电力转换器100的次级侧的同步整流器sr实施增益调节。同步整流器sr包括变压器102的次级侧绕组ws、同步整流器开关装置q2、输出电容器cout以及次级侧控制器106。
21.通过增益调节电路114实施的增益调节包括对变压器102的次级侧绕组ws两端的电压进行积分以及检测同步整流器开关装置q2的体二极管开始传导电流。增益调节方法还包括减小与在变压器102的次级侧绕组ws两端产生电压差(v1-v2)的第一电压(v1)和第二电压(v2)相关联的增益失配。第二电压v2是同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的一部分并且由电阻器r3和r4形成的电阻分压器提供。第一电压v1是电力转换器输出电压vout的一部分并且由电阻器r1和r2形成的电阻分压器提供。增益调节电路114基于积分电压以及对体二极管开始传导电流的检测来减小增益失配，如下面更详细描述的。
22.图2示出了增益调节电路114的实施方式。根据该实施方式，增益调节电路114包括积分器200，积分器200被配置成在具有预期零积分值的积分时段内对电力转换器中的变压器102的次级侧绕组ws两端的电压进行积分。如本文先前说明的，伏秒平衡基于以下原理：对于电力转换器100的次级侧绕组ws的稳态工作，开关周期内的净绕组电压必须为零。
23.增益调节电路114还包括第一比较器202，第一比较器202被配置成基于二极管检测来检测次级侧绕组ws的去磁阶段的结束。在开关周期期间，当初级侧功率开关装置q1被关断时，次级侧绕组ws开始去磁。次级侧绕组ws的磁化电流
‘
im’通过电力转换器100的次级侧的同步整流器开关装置q2传导。当同步整流器开关装置q2关断时，次级侧绕组ws的磁化电流im通过同步整流器开关装置q2的体二极管传导。通过在开关周期内对磁化电感器ws两端的电压进行积分，电压的积分应该为零并且可以被用于对同步整流器sr进行调节。
24.在一个实施方式中，使用固定的内部电阻器将第一比较器202的源电流转换成电压。vdsr电阻器r3通常具有与其相关联的变化范围，特别是在r3被实现为外部电阻器的情况下。为了更准确地匹配vdsr电阻器r3，二极管感测电流可能受到可变增益放大器输出的n(例如4)个msb(最高有效位)的影响。例如，如果vdsr电阻器r3处于预期范围的下端，则二极管感测电流可以按相同比例减小，使得可以针对r3电阻器值的范围使用相同的二极管电压阈值。另外，可以对vdsr电阻r3实施微调，使得可以通过微调来减小电阻失配。
25.增益调节电路114还包括数字电路204，数字电路204被配置成基于积分时段结束
时的积分误差来调整同步整流器sr的通道增益。积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零水平之差。
26.增益调节电路114还可以包括：第一放大器206，其被配置成基于第一电压v1提供第一电流i
v1
；第二放大器208，其被配置成基于第二电压v2提供第二电流i
v2
；以及可变增益放大器210，其被配置成对第一电流i
v1
进行放大。第一放大器206和第二放大器208提供经数字电路204调整的通道增益。在一个实施方式中，第一放大器206是将第一电压v1转换成第一电流i
v1
的第一电压电流(跨导)转换器，第二放大器208是将第二电压v2转换成第二电流i
v2
的第二电压电流(跨导)转换器，并且通过增益调节电路114实施的增益调节是跨导调节。
27.增益调节电路114的积分器200可以包括：电容器c1；节点212，其耦接至电容器c1并且被配置成组合来自可变增益放大器210的经放大的第一电流i
v1_amp
和来自第二放大器208的第二电流i
v2
；以及开关装置s1，例如晶体管，其被配置成例如通过响应于检测到sr体二极管开始传导电流而使电容器c1对地放电来重置电容器c1。
28.增益调节电路114还可以包括第二比较器214，第二比较器214被配置成将耦接至电容器c1的节点212处的电压vc1与第一参考电压vref1进行比较。数字电路204被配置成：根据在sr体二极管停止传导电流时第二比较器214的输出是高于还是低于第一参考电压vref1来调整可变增益放大器210的增益
‘
vga_gain’。第一比较器202的输出
‘vdiode_det’通过将同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的缩小版本(v2)与第二参考值vref2进行比较、基于二极管检测来指示sr体二极管停止传导电流。
29.在一个实施方式中，数字电路204被配置成二分查找(binary search)使增益失配最小化的数字码(digital code)的值，以及基于使增益失配最小化的数字码值来设置可变增益放大器210的增益vga_gain。数字电路204可以在多个时间窗内执行二分查找，其中每个时间窗具有与变压器102的次级侧绕组ws的磁化阶段和去磁阶段相对应的长度。在这种情况下，数字码的值在每次二分查找期间保持固定并且在每次新的二分查找开始时改变。通过增益调节电路114实施的积分对每个时间窗的潜在误差进行平均。
30.另外地或可替选地，数字电路204包括逐次逼近(sar)模数转换器，逐次逼近(sar)模数转换器被配置成基于第一比较器202的输出v
diode_det
和第二比较器214的输出
‘vsr_integraor’来实施二分查找。数字电路204可以搜索使增益失配最小化的数字码值以及基于通过搜索识别的数字码值来调整通道增益。在一个实施方式中，第一比较器202可以检测作为同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的缩小版本的第二电压v2下降至第二参考电平vref2以下。数字电路204可以基于通过搜索识别的数字码值的一个或更多个最高有效位来调整参考电平。
31.可以通过耦接至电力转换器100的输出电压vout的第一电阻分压器r1/r2将第一电压v1提供给增益调节电路114，使得第一电压v1表示输出电压vout的缩小版本。可以通过耦接至电力转换器100的次级侧的同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的第二电阻分压器r3/r4将第二电压v2提供给增益调节电路114，使得第二电压v2表示sr开关装置漏极电压vdsr的缩小版本。电阻分压器r1/r2、r3/r4中的一者或两者的电阻器r1至r4中的一些或全部可以被集成在作为同步整流器sr的同一半导体芯片(管芯)中。
32.同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr可以相对高，例如数百伏或更高。因此，电阻器r3可以是外部电阻器，即设置在包括同步整流器sr的半导体芯片外部的电阻器。然而，
如果以诸如sic、gan等的高电压半导体技术来实现同步整流器sr，则电阻器r3也可以被集成在包括同步整流器sr的芯片中。在任一情况下，电阻器失配和不同的分压器接地可能导致进一步的增益(在图2的情况下为跨导)失配，增益失配通过由增益调节电路114实施的增益调节而被减小。
33.另外地或可替选地，可以在电力转换器100完全可操作之前、在每次加电时自动执行通过增益调节电路114实施的增益调节，以匹配vdsr跨导和vout跨导并且使得伏秒平衡在r3的值的范围内起作用，r3可以是外部电阻器也可以不是外部电阻器。为了确保更稳定的运行，可以仅在输出电压vout大于特定值并且检测到电力转换器100的次级侧的sr开关装置q2的体二极管已经导通的情况下启动自动调节功能。如图3所示，在vdsr电压低于地电平的情况下，sr开关装置q2的体二极管被检测到导通。由于所感测的二极管电压电平随电阻器r3的值而变化，因此可以用dac(数模转换器)来实现第一比较器202的阈值电压，该dac可以被标记至可变增益放大器210的可变增益的(n-x)个msb。在这种情况下，可变增益的lsb(最低有效位)可以被用于在同步整流器sr自身内进行微调和失配缓解。
34.如以上说明的，可以使用逐次逼近法来选择最优的可变放大器增益以匹配vdsr跨导和vout跨导。例如，数字电路204可以包括逐次逼近寄存器(sar)216，逐次逼近寄存器(sar)216被初始化成使得最高有效位(msb)等于数字
‘1’
。该码被馈入可变增益放大器210，然后可变增益放大器210相应地调整vout跨导放大器电流i
v1
的幅度。在逐次逼近操作的每个阶段，在由第一比较器202输出的二极管检测信号v
diode_det
的指示变压器次级侧绕组去磁的开始的第一个上升沿处，通过开关装置s1将伏秒平衡积分器200重置直至检测到下一个开关周期。数字电路204生成用于控制积分器开关装置s1的栅极信号
‘
s1_gate’。
35.当检测到下一个开关周期时，启动数字电路204内部的n个周期的定时器。在此期间，伏秒平衡积分器200根据第一比较器202检测到的vdsr条件来充电和放电。在第一比较器202的输出v
diode_det
的最后一个下降沿处监测第二比较器214的输出v
sr_integrator
，其指示去磁的结束，如图3所示。
36.如图3所示，增益调节电路114知道变压器102的次级绕组ws的磁化电流im何时变为零。该交叉点在电流开始流过同步整流器开关装置q2的体二极管时被检测到。在同步整流器开关装置q2关断的情况下，电流流过体二极管，并且同步整流器开关装置q2两端的电压vdsr为负。否则，同步整流器开关装置q2两端的电压vdsr为正。基于二极管检测，第一比较器202的输出v
diode_det
指示sr体二极管停止传导电流。也就是说，第一比较器202响应于电压v2变为负而激活v
diode_det
信号。例如，体二极管可以具有约0.7v的正向电压。将输入至第一比较器202的参考电平vref2设置为负电平。当电压v2下降至vref2以下时，第一比较器202激活v
diode_det
信号以向数字电路204指示通过sr体二极管的电流已经达到零。
37.图4绘制了初级侧功率开关装置栅极控制信号q1_gate和次级侧功率开关装置栅极控制信号q2_gate、同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr、变压器102的次级绕组ws的磁化电流im、以及sr积分器200的节点212处的积分器电压vc1。
38.如果第二比较器214的输出v
sr_integrator
为高，则这指示vout跨导低于vdsr跨导。如果第二比较器214的输出为低，则这指示vout跨导高于vdsr跨导。如图3所示，存在vout跨导和vdsr跨导不匹配的两种情况。当体二极管电流达到零时，图3中的两条虚线都应为零，但由于跨导(增益)失配，情况并非如此。
39.数字电路204通过相应地调整可变增益放大器210的可变增益vga_gain来解决增益失配。例如，如果第二比较器214的输出v
sr_integrator
为低，则第二比较器214使通过数字电路204实施的逐次逼近方法将对应位重置。否则，该位保持逻辑
‘1’
。然后，将下一位设置为逻辑
‘1’
并且数字电路204再次执行相同的评估处理，继续该二分查找直到逐次逼近中的每一位都被测试。得到的码对应于选择确保vdsr跨导和vout跨导匹配所需的增益，从而确保同步整流器sr的稳定运行。利用这种方法，增加了系统设计的灵活性、使用较少的组件并且在工艺变化和寿命期间提供电力转换器的稳定工作。
40.图5示出了在sr自动调节操作期间由调节电路114中的数字电路204生成的数字码
‘
码(code)’、积分器开关装置s1的栅极控制信号s1_gate以及sr积分器200的电压输出vc1。利用伏秒平衡，如图5所示，当系统平衡时，sr积分器200的电压输出vc1充电和放电至同一dc电平。积分器中的电容器c1的重置在积分窗被打开之前通过信号
‘
s1_gate’实现并且与二极管检测同步，使得积分电容器c1仅在每个时间窗开始时被重置。如果在个体时间窗内二极管检测未被触发，则数字电路204等待直至下一二极管检测事件以便在峰值期间不对信号进行采样。电力转换器100的次级侧的同步整流器开关装置q2在自动调节操作期间是关断的。
41.sr积分器200的电压输出vc1在开关期间上升和下降。随着时间的推移，sr积分器200将增益失配误差放大。当第一比较器202检测到二极管导通时，数字电路204通过利用激活栅极控制信号s1_gate关闭开关装置s1来重置积分器200。数字电路204在第一比较器202输出的二极管检测信号v
diode_det
的下降沿处激活栅极控制信号s1_gate以从零电流开始。sr积分器200针对相同的码字在时间窗(例如多个开关周期或仅一个开关周期)内进行积分，并且持续积分直至二极管检测信号v
diode_det
的下一个下降沿。数字电路204基于第一比较器202的状态来决定码字是低于还是高于最优值，并通过调整至可变增益放大器210的可变增益输入vga_gain来相应地调整码字以将vdsr跨导放大器和vout跨导放大器匹配地尽可能接近。数字电路204可以在数字域中实现为状态机、控制块等。
42.如本文先前描述的，同步整流器sr中的增益调节电路114可以基于跨导失配来实施增益调节。
43.在一个实施方式中，增益调节电路114可以包括第一跨阻放大器，第一跨阻放大器用于感测通过电阻器r1并且与电力转换器输出电压vout相对应的电流ir1。增益调节电路114还可以包括第二跨阻放大器，第二跨阻放大器用于感测通过电阻器r3并且与同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr相对应的电流ir2。vout和vdsr的总跨阻分别取决于r1和r3的值。vout输入v1和vdsr输入v2被钳位至例如1.8v并且允许双向电流流动。如果vout输入v1被钳位至1.8v，则自动调节操作在v1》1.8v时启动，这对于v1的3v至20v的目标范围不是问题。假设vdsr电压最大为120v，vdsr电压最小为-1v，并且r3最小为50kohm，b类输出级可以吸收最小2.4ma的电流以及提供最小50ua的电流，并且其中：
44.i
ch
＝(v2
–
1.8)/r3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
45.并且
46.i
disch
＝(v1
–
1.8)/r1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
47.在变压器102的次级绕组ws的磁化阶段期间，并且如果r1＝r3，则电容器csr的充电电流i
chcsr
由下式给出：
48.i
chcsr
＝i
ch
–idisch
49.＝(v2
–
1.8)/r1-(v1
–
1.8)/r3
50.＝(v2
–
v1)/r3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
51.在变压器102的次级绕组ws的去磁阶段期间，电容器csr的放电电流i
dischcsr
由下式给出：
52.i
dischcsr
＝i
disch
–ich
53.＝(v1
–
v2)/r3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
54.本文描述的实施方式提供通过考虑具有已知的零积分误差的间隔时间窗内的积分误差以及利用二极管检测来检测去磁阶段的结束，来自动调节输出电压vout的增益(跨导或跨阻)以匹配次级侧同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的增益的方法。该方法使得能够基于外部系统参数来自动调节输出电压vout的跨导或跨阻以匹配同步整流器开关装置q2的漏极电压vdsr的跨导或跨阻。
55.自动调节包括平衡差分测量的两个通道，其中，通道可以是vout跨导或跨阻以及vdsr跨导或跨阻。由于参数差异导致的误差信号是两个通道之间的测量差的积分。在具有已知零积分的周期内进行积分之后使用该误差。也就是说，该方法使得伏秒平衡实现能够在磁化阶段和去磁阶段执行。在去磁阶段结束时，预期积分器在平衡时归零。使用二极管检测来确定去磁阶段的结束，这是因为在系统被完全去磁的情况下无法检测到二极管。基于积分时段结束时的误差，根据负误差或正误差相应地调整一个通道增益。
56.自动调节方法为各种应用提供了灵活性。例如，在充电器市场中，不同的手持电话套装可能需要一个功率范围(18w、27w、
……
至45w)。基于本文描述的自动调节方法，应用ic的设计可以考虑外部电阻器的调整。自动调节方法还可以例如通过电阻器减少部件数量并放宽部件规格，从而改善系统成本和可靠性。
57.尽管本公开内容不限于此，但是以下编号的示例展示了本公开内容的一个或更多个方面。
58.示例1.一种用于耦接至变压器的次级侧绕组的同步整流器的增益调节的方法，该方法包括：对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；检测同步整流器的体二极管开始传导电流；以及基于积分电压以及对体二极管开始传导电流的检测，减小与在变压器的次级侧绕组两端产生电压差的第一电压和第二电压相关联的增益失配。
59.示例2.根据示例1的方法，其中，对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分包括：将第一电压转换成第一电流；将第二电压转换成第二电流；通过可变增益放大器对第一电流进行放大；在耦接至电容器的节点处组合经放大的第一电流和第二电流；以及响应于检测到体二极管开始传导电流而重置电容器。
60.示例3.根据示例2的方法，其中，减少增益失配包括：将耦接至电容器的节点处的电压与参考电压进行比较；以及根据在体二极管停止传导电流时耦接至电容器的节点处的电压高于还是低于参考电压来调整可变增益放大器的增益。
61.示例4.根据示例3的方法，其中，调整可变增益放大器的增益包括：对使增益失配最小化的数字码的值执行二分查找；以及基于使增益失配最小化的数字码值来设置可变增益放大器的增益。
62.示例5.根据示例4的方法，还包括：在多个时间窗内执行二分查找，其中每个时间
窗具有与变压器的次级侧绕组的磁化阶段和去磁阶段相对应的长度，其中，数字码的值在每次二分查找期间保持固定并且在每次新的二分查找开始时改变。
63.示例6.根据示例5的方法，其中，针对每个时间窗执行的二分查找包括改变数字码的单个位。
64.示例7.根据示例5或6的方法，其中，在体二极管停止传导电流时，基于耦接至电容器的节点处的电压的逐次逼近来实施二分查找。
65.示例8.根据示例1至7中任一项的方法，其中，减少增益失配包括：搜索使增益失配最小化的数字码值；以及基于通过搜索识别的数字码值，设置有助于确定与第一电压相关联的增益的可变增益放大器的增益。
66.示例9.根据示例8的方法，其中，检测体二极管开始传导电流包括：检测第二电压下降至参考电平以下。
67.示例10.根据示例9的方法，还包括：基于通过搜索识别的数字码值的一个或更多个最高有效位来调整参考电平。
68.示例11.一种增益调节的方法，包括：在具有预期零积分值的积分时段内对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；基于二极管检测来检测次级绕组的去磁阶段的结束；以及基于积分时段结束时的积分误差来调整耦接至次级侧绕组的同步整流器的通道增益，其中积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
69.示例12.一种同步整流器，包括：积分器，其被配置成在具有预期零积分值的积分时段内对变压器的次级侧绕组两端的电压进行积分；第一比较器，其被配置成基于二极管检测来检测次级侧绕组的去磁阶段的结束；以及数字电路，其被配置成基于积分时段结束时的积分误差来调整同步整流器的通道增益，积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
70.示例13.根据示例12的同步整流器，还包括：第一放大器，其被配置成基于第一电压提供第一电流；第二放大器，其被配置成基于第二电压提供第二电流；以及可变增益放大器，其被配置成对第一电流进行放大，其中，第一放大器和第二放大器提供经数字电路调整的通道增益。
71.示例14.根据示例13的同步整流器，其中，积分器包括：电容器；节点，其耦接至电容器并且被配置成组合来自可变增益放大器的经放大的第一电流和来自第二放大器的第二电流；以及开关装置，其被配置成响应于检测到体二极管开始传导电流而重置电容器。
72.示例15.根据示例14的同步整流器，还包括第二比较器，第二比较器被配置成将耦接至电容器的节点处的电压与参考电压进行比较，其中，数字电路被配置成根据在体二极管停止传导电流时第二比较器的输出高于还是低于参考电压来调整可变增益的增益。
73.示例16.根据示例15的同步整流器，其中，数字电路被配置成：对使增益失配最小化的数字码的值执行二分查找；以及基于使增益失配最小化的数字码值来设置可变增益放大器的增益。
74.示例17.根据示例16的同步整流器，其中，数字电路被配置成在多个时间窗内执行二分查找，其中每个时间窗具有与变压器的次级侧绕组的磁化阶段和去磁阶段相对应的长度，并且其中，数字码的值在每次二分查找期间保持固定并且在每次新的二分查找开始时改变。
75.示例18.根据示例16或17的同步整流器，其中，数字电路包括逐次逼近模数转换器，逐次逼近模数转换器被配置成基于第一比较器的输出和第二比较器的输出来实施二分查找。
76.示例19.根据根据示例12至18中任一项的同步整流器，其中，数字电路被配置成搜索使增益失配最小化的数字码值以及基于通过搜索识别的数字码值来调整通道增益。
77.示例20.根据示例19的同步整流器，其中，第一比较器被配置成检测第二电压下降至参考电平以下，并且其中，数字电路被配置成基于通过搜索识别的数字码值的一个或更多个最高有效位来调整参考电平。
78.示例21.一种电力转换器，包括：变压器，其具有初级侧绕组和次级侧绕组；功率开关装置，其耦接至初级侧绕组；同步整流器开关装置，其耦接至次级侧绕组；以及同步整流器控制器，其被配置成控制同步整流器开关装置的开关，同步整流器控制器包括：积分器，其被配置成在具有预期零积分值的积分时段内对次级侧绕组两端的电压进行积分；比较器，其被配置成基于二极管检测来检测次级侧绕组的去磁阶段的结束；以及数字电路，其被配置成基于积分时段结束时的积分误差来调整同步整流器控制器的通道增益，积分误差对应于积分时段结束时的积分电压与预期零积分值之差。
79.诸如“第一”、“第二”等的术语被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不旨在是限制性的。在整个说明书中相同的术语指代相同的元素。
80.如本文所使用的，术语“具有”、“含有”、“包含”、“包括”等为指示所陈述元件或特征的存在的开放性术语，但是不排除附加的元件或特征。除非上下文另外明确指出，否则冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数和单数。
81.应理解的是，除非另外特别指出，否则本文中描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
82.尽管本文已经说明和描述了特定实施方式，但式本领域的技术人员将理解，可以在不脱离本发明的范围的情况下用各种替选和/或等效实现替代所示出并且描述的特定实施方式。本技术旨在涵盖本文所讨论的特定实施方式的任何适配或变型。因此，本发明旨在仅由其权利要求书及其等同物限制。