基于非线性变换的简化双带OFDM系统峰均比抑制方法

基于非线性变换的简化双带ofdm系统峰均比抑制方法
技术领域
1.本发明属于通信技术领域，涉及无线通信技术和数据信号处理，具体涉及基于非线性变换的简化双带ofdm系统峰均比抑制方法。


背景技术：

2.无线通信通过电磁波来传播信息，需要在存在多径传输、多普勒漂移等复杂电磁环境的无线衰落信道中完成数据交互。信息时代的飞速发展，进一步推动人们对信息传输速率提出更高要求。传输速率的提高要求信号带宽更宽，而信道不能再保持理想的传输特性，从而导致信号在传输过程中失真，尤其是在具有多径衰落或频率选择性衰落的信道中，信号失真更为严重。为了解决这个问题，并行多载波调制技术(multi-carrier modulation，mcm)受到极大关注。正交频分复用技术(orthogonal frequency division multiplexing,ofdm)属于一种多载波调制技术，在传统的mcm技术基础上，通过将较大的带宽切割成若干较窄的子通道来传输信号，这些子载波的信道频率响应近似平坦，从而很好得完成了分频多任务的传输，形成了频分复用技术。
3.ofdm与传统fdm(frequency division multiplexing，频分多路复用)最大的区别，就是ofdm系统中各子信道上的子载波适用于多进制调制，各子载波相互正交且数据传输方式为并行传输，子载波间不相互干扰，有利于接收端对信号的还原。其次，频谱混叠技术使得其频谱利用率和传输速率大大提高。最后，各子载波的调制技术可以不同，并且可以适应信道的变化而自适应地进行改变。目前ofdm技术已被广泛应用于无线通信系统中，主要包括：非对称的数字用户环线(adsl)、高清晰度电视(hdtv)、无线局域网(wlan)和第4代(4g)移动通信系统等。
4.然而由于ofdm符号的固有属性，其内部的多个子载波相位相同或相近时，同向叠加会出现较大的峰值，导致信号产生较高的峰值平均功率比(peak-to-average power ratio,papr)。峰均比偏高是ofdm系统普遍存在的问题，高峰均比要求功率放大器具有更宽的线性工作范围，会提高系统实现难度和成本。现有的峰均比抑制技术主要包括：信号预畸变技术、概率类技术和编码类技术。每种技术都可以通过几种具体算法来实现峰均比的降低，然而这些方法都或多或少会通过牺牲ofdm系统某一方面的性能为代价，来取得较好的峰均比抑制效果，因此对于峰均比抑制算法还有很大的改进和提升空间。


技术实现要素：

5.针对现有技术的不足，本发明提出了基于非线性变换的简化双带ofdm系统峰均比抑制方法，克服传统papr抑制方法存在的计算复杂度高、频带利用率低、误码率提高等缺陷。
6.基于非线性变换的简化双带ofdm系统峰均比抑制方法，具体包括以下步骤：
7.s1:在ofdm系统的发射端生成两路具有伪随机性和周期性伪随机序列a、b，然后分别对两路伪随机序列分别采用正交幅度调制的方法进行映射，得到具有hermitian对称特
性的序列{a}和{b}，每个序列包含2n个ofdm符号，且以an＝0、bn＝0为对称中心共轭分布，n＝1,2,..2n-1。其中，序列{a}由n个子载波及n个子载波的共轭复数组成，序列{b}由n个子载波及n个子载波共轭复数的相反数组成。序列{a}、{b}的符号排列结构如下式(1)和式(2)：
[0008][0009][0010]
所述映射方法为16qam调制，具体方法为：
[0011]
首先将待映射信号通过串/并转换后分成两路，再经过二四进制电平转换后进行低通滤波，滤除较小的抖动后得到同向波si(t)和正交波sq(t)，随后分别经过乘法器和相加器后输出映射后的信号。
[0012]
s2：将s1映射得到的两路信号进行有符号数相加，然后进行快速傅里叶逆变换。当且满足im{a0}＝im{an}＝im{b0}＝im{bn}＝0时，经过快速傅里叶逆变换后输出的符号为：
[0013][0014]
其中，k＝0,1,2,3,
……
,2n-1，f为相邻子载波间的频率差；i
ka
(t) jq
ka
(t)表示ifft输出的载波中传输的序列{a}的实部和虚部信息，i
kb
(t) jq
kb
(t)表示ifft输出的载波中传输的序列{b}的实部和虚部信息。
[0015]
s3：将快速傅里叶逆变换后的信号w
a b
(t)进行非线性压缩变换，然后再进行余弦化。
[0016]
所述非线性压缩变换具体为：
[0017]
首先将快速傅里叶逆变换后的信号w
a b
(t)上移h，上移后ofdm符号的b
p
(t)为：
[0018]bp
(t)＝w(t) h
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0019]
其中h为常数，且h大于序列中幅值最小的信号的绝对值，用于使所有信号的峰值都为正。
[0020]
然后再将b
p
(t)再乘以一个常数系数c，c＝0.25，0.5，0.75，1，1.25，用于限制cb
p
(t)的取值范围在0到π内，完成非线性压缩变换。
[0021]
作为优选，所述常数系数c＝0.75。
[0022]
再进行余弦化后的ofdm信号s
nc
(t)为：
[0023]snc
(t)＝cos[cb
p
(t)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0024]
所述余弦化处理通过cordic算法实现，利用cordic算法的旋转模式使z趋向于0，计算余弦值。
[0025]
s4：为了克服光纤的色散效应和多径造成的ici和isi干扰，对余弦化处理后的数据加入循环前缀。
[0026]
s5：将s4处理后的信号通过并串转换成一段长序列，再转换为电信号进行发送。
[0027]
s6：在ofdm系统的接收端进行一系列与发送端相反的逆变换，即可得到原始信号。具体的逆变换操作包括，首先对接收到的电信号进行模数转换，去掉循环前缀后，对所得的信号通过cordic算法的向量模式进行反余弦运算，然后再进行下移和乘以系数倒数的变
换，得到br(t)：
[0028][0029]
再将得到的信号分别作为实部和虚部进行快速傅里叶变换，得到包含序列{a}、{b}实部信息的子载波un和包含序列{a}、{b}虚部信息的子载波vn，然后按照公式(7)、(8)进行还原，得到an和bn：
[0030][0031][0032]
再分别对序列{a}、{b}进行判决和反映射，得到还原后的信号。
[0033]
所述简化的双带ofdm系统，包括发送端、接收天线和接收端。
[0034]
所述发送端包括控制模块、生成模块、映射模块、傅里叶逆变换模块、非线性模块、循环模块和数模转换模块。
[0035]
所述控制模块用于向其他模块发送使能信号，生成模块用于生成伪随机序列。映射模块包括用于串并转换的sp模块、用于控制异步读写的fifo模块和用于调制映射的qam模块。傅里叶逆变换模块包括用于傅里叶变换的fft_ctrl模块和控制傅里叶变换运算时序的ifft64模块。非线性模块用于实现非线性压缩变换与余弦化，包括用于余弦预处理的pretreat模块和进行余弦运算的cos模块。循环模块采用双口ram增加循环前缀。数模转换模块用于将数字信号转换为模拟信号。
[0036]
所述接收端包括用于将模拟信号转换为数字信号的模数转换模块、用于去除循环前缀的subcp模块、用于反余弦变换的arccos模块、用于非线性逆处理的prefft模块、用于解调的fft_ctrl模块和ifft64模块，解映射的iqam模块、并串转换的ps模块。
[0037]
本发明具有以下有益效果：
[0038]
对于双带ofdm系统，结合无线通信的特点，利用共轭变换的ifft/fft算法原理简化了系统结构，降低了逻辑资源利用率，很好的完成了信号的调制与解调。通过调整非线性压缩过程中的常数系数c值，可以在实现峰均比大幅降低的同时保证较好的误码率性能，而对c的调整控制较为简单、直接，整个过程的运算复杂度也较低。
附图说明
[0039]
图1是基于非线性变换的峰均比抑制流程图；
[0040]
图2是基于共轭变换的ifft/fft算法原理框图；
[0041]
图3是非线性压缩变换的算法原理框图；
[0042]
图4是不同c值下的实部峰均比抑制对比图；
[0043]
图5是不同c值下的虚部峰均比抑制对比图。
具体实施方式
[0044]
以下结合附图对本发明作进一步的解释说明；
[0045]
本实施例提供一种基于fpga的简化结构的双带ofdm系统，包括信号发送端和接收
端以及收发天线，整个系统采用altera公司的cyclone iv代fpga芯片完成信号的基带处理。
[0046]
所述发送端包括控制模块、生成模块、映射模块、傅里叶逆变换模块、非线性模块、循环模块和数模转换模块。
[0047]
所述控制模块用于向其他模块发送使能信号，生成模块用于生成伪随机序列。映射模块包括用于串并转换的sp模块、用于控制异步读写的fifo模块和用于调制映射的qam模块。傅里叶逆变换模块包括用于傅里叶变换的fft_ctrl模块和控制傅里叶变换运算时序的ifft64模块。非线性模块用于实现非线性压缩变换，包括用于余弦预处理的pretreat模块和进行余弦运算的cos模块。循环模块采用双口ram增加循环前缀。数模转换模块采用型号为tlv5618的12位dac芯片实现。
[0048]
所述接收端包括型号为adc128s022的12位adc芯片、用于去除循环前缀的subcp模块、用于反余弦变换的arccos模块、用于非线性逆处理的prefft模块、用于解调的fft_ctrl模块和ifft64模块，解映射的iqam模块、并串转换的ps模块。
[0049]
如图1所示，基于非线性变换的简化双带ofdm系统峰均比抑制方法，具体包括以下步骤：
[0050]
s1:在ofdm系统的发射端，由7位的线性反馈移位寄存器生成两路长度为64的伪随机序列a、b，然后分别对两路伪随机序列分别采用16qam的方法进行映射，得到具有hermitian对称特性的序列{a}和{b}，每个序列包含64个ofdm符号。其中，序列{a}的第1个子载波为0，随后的第2～32个子载波携带了数据信息，第33个子载波为0，随后第34～64个子载波以第33个子载波为共轭对称中心，排布了第2～32个子载波的共轭复数。序列{b}的区别在于第34～64个子载波排布的是第2～32个子载波的共轭复数的相反数。序列{a}、{b}的符号排列结构如下式(1)和式(2)：
[0051][0052][0053]
16qam调制的具体方法为：首先将二进制比特流进行串/并转换后分成两路，再经过二四进制电平转换后进行低通滤波，滤除较小的抖动后得到同向波si(t)和正交波sq(t)，随后分别经过乘法器和相加器后输出映射后的信号。映射后的i路为4比特码元映射得到的实部，q路为4比特码元映射得到的虚部，映射规则为00
→‑
3，01
→‑
1，10
→‑
3，11
→
3。对于不同的调制技术，随着m数值的增加，mask、mpsk与mqam的频带利用率上升，但同时误码率也都会增大。而mfsk调制与之相反，随着m数值的增加其误码率下降，但频带利用率也相应下降。综合比较，qam调制具有很多独特的优势，如高频谱效率、抗噪声性能强等，且频带利用率的提高对误码率的影响不大；因此本技术采用了16qam的调制方式。
[0054]
s2：将s1映射得到的两路信号进行有符号数相加，然后进行快速傅里叶逆变换。傅里叶逆变换模块的配置采用quartus自带的fft的ip核，输出设置为定点可变流模式。图2为基于共轭变换的ifft/fft算法原理框图，使用an和bn分别表示序列{a}和{b}的第n个ofdm符号，当且满足im{a0}＝im{an}＝im{b0}＝im{bn}＝0时，经过快速傅里叶逆变换后输出的第k个符号为：
[0055][0056]
其中，k＝0,1,2,3,
……
,2n-1，f为相邻子载波间的频率差，n＝1,2,3,
……
,2n-1；i
ka
(t) jq
ka
(t)表示ifft输出的载波中传输的序列{a}的实部和虚部信息，i
kb
(t) jq
kb
(t)表示ifft输出的载波中传输的序列{b}的实部和虚部信息。
[0057]
当序列{a}和{b}相同时，存在：
[0058][0059]
得到的实部数据仅来自于序列{a}，而虚部数据仅来自于序列{b}。
[0060]
s3：如图3所示，将快速傅里叶逆变换后的信号w
a b
(t)进行非线性压缩变换，然后再进行余弦化。
[0061]
所述非线性压缩变换具体为：
[0062]
首先将快速傅里叶逆变换后的信号w
a b
(t)上移h，上移后ofdm符号的b
p
(t)为：
[0063]bp
(t)＝w(t) h
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0064]
其中h为常数，且h大于序列中幅值最小的信号的绝对值，用于确保所有序列中所有信号的峰值都为正，便于后续处理。
[0065]
然后再将b
p
(t)再乘以一个常数系数c，限制cb
p
(t)的取值范围在0到π内，即信号的幅度被限制在0到180
°
之间，因为余弦函数本身是一个周期函数，某一个余弦函数值所对应的变量有无数个，将ofdm符号的幅度限制在0到180
°
之间，则在接收端进行反余弦操作时，就能在[0,π]内找到唯一符合条件的值，且信号幅度的限制能从根本上减少大峰值信号出现的概率。当c值大于1.25时，发现信号的幅度超出了π，即超出了限定范围，会使得反余弦得到的信号不唯一，故设定c值最大为1.25，因此c＝0.25，0.5，0.75，1，1.25，利用matlab仿真，基于对误比特率和峰均比的折中来确定最佳的c值。
[0066]
最终得到经过非线性压缩变换后的ofdm信号s
nc
(t)为：
[0067]snc
(t)＝cos[cb
p
(t)]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0068]
所述余弦化处理通过cordic算法实现，利用cordic算法的旋转模式使z趋向于0，计算余弦值。该算法实现的核心是将乘法运算变成移位运算，即要找出tanθ与2-i
之间的对应关系，这里i为一个非零的自然数，所以2-i
有其固定的取值，则旋转的角度也是几个固定的值，通过旋转i次不断逼近我们所需要的角度。这时可以将目标坐标表示成：
[0069][0070]
这样求tanθ的过程就变成了移位、相加的操作。从数学角度不难发现每次迭代都可以提取出cosθi,对于的计算，发现它只跟迭代次数i有关，并且当i足够大时，大概收敛到0.6072，因此只要知道了迭代次数，就可以算出这一部分的值。这一过程最终得到的迭代公式如下：
[0071][0072]
其中i是迭代次数，di是判断算子用来确定旋转的方向，即顺时针或者逆时针旋转，z是角度累加器。经过i次微旋转，得到的最终结果又可以表示成：
[0073][0074]
初始化z0为目标旋转角度，当i趋于无穷大时，ri趋近1.6467602581451。令x0＝1/ri,y0＝0,则可得到目标旋转角度的正余弦值：
[0075]
xi＝cosz0,yi＝sinz0,zi＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0076]
在旋转模式下，通过迭代逼近目标角度，即可得到所需要的余弦值和正弦值。
[0077]
s4：之后为克服光纤的色散效应，消除符号间的isi，使得信道的冲激响应长度小于保护间隔cp的长度，对余弦化处理后的数据加入循环前缀。此外，加入循环前缀后，还能避免符号间的混叠现象，消除系统的ici干扰。
[0078]
s5：将s4处理后的信号通过并串转换成一段长序列，再转换为电信号进行发送。
[0079]
s6：在ofdm系统的接收端进行一系列与发送端相反的逆变换，即可得到原始信号。具体的逆变换操作包括，首先对接收到的电信号进行模数转换，去掉循环前缀后，对所得的信号通过cordic算法的向量模式进行反余弦运算，然后再进行下移和乘以系数倒数的变换，得到br(t)：
[0080][0081]
cordic算法的向量模式中，要经过n次旋转，使得目标坐标不断靠近x轴，即yn＝0，最终得到的结果如下：
[0082][0083]
当x0取复数的实部,y0取复数的虚部，则可进行复数求模运算；当x0＝1，则可求得反正切函数值，由此可以求出反余弦值及反正弦值。
[0084]
然后将反余弦变化后的两路信号分别作为实部和虚部通过快速傅里叶变换和拆分：
[0085][0086][0087]
其中，un是经fft输出的包含{a}和{b}序列实部信息的子载波的第n个oofdm符号，vn是经fft输出的包含{a}和{b}序列虚部信息的子载波的第n个ofdm符号。
[0088]
再分别对序列{a}和{b}进行判决和反映射，得到还原后的信号。
[0089]
图4、5分别为不同c值下的实部、虚部峰均比抑制对比图。两张图中，最右边的曲线是有共轭变换、无非线性变换的信号峰均比曲线，其余为加入了非线性压缩算法后不同c值下的对应曲线，从左至右依次为c值取0.375，0.5，0.75，1，1.25时的峰均比曲线。对于实部数据，无非线性变换的双带oofdm信号的互补累积分布函数值(ccdf)为10-2
所对应的papr值为9.5702db，而加入运算系数c值为0.75的非线性压缩算法后，对应的值为4.1546db，比原始信号减少了5.4156db；对于虚部数据，无非线性变换的双带oofdm信号的互补累积分布函数值(ccdf)为10-2
所对应的papr值是9.5698db，而加入运算系数c值为0.75的非线性压缩算法后，对应的值为4.1511db，比原始信号减少了5.4187db，可以看出papr的抑制效果较好。根据实验过程及实验结果可以发现，c值的取值大小关系到误码率和峰均比的呈现。但显然c值并不是越小越好，当c值较大时，各个ofdm符号间的差异较大，余弦化后得到的信号的差异也较大，根据峰均比的产生原因，此时信号的峰均比较大，但是信号的差异越大也就更容易还原初始信号，因此信号的误比特率较为理想；而当c值较小时，显然子载波信号间差异较小，这时的信号峰均比较小，但同时子载波幅值接近，不容易加以区分以还原初始信号，导致通信的误比特率上升。
[0090]
表1为采用非线性变换算法的双带ofdm系统在不同c值下的信号误码率对比情况表，可以的得到c值为0.75时系统的误码率情况也较为理想。
[0091][0092]
表1
[0093]
一般来说，与单带系统相比，双带系统使用的模块多了将近一倍，尤其双带系统相比单带系统要增加一对ifft/fft模块的使用，意味着要消耗更多的系统资源，其逻辑资源利用率大大提高，系统复杂度增加。在具体实施过程中，ofdm符号组成使得ifft/fft变换用于系统的调制与解调运算复杂度更低，且可以避免使用高成本的iq调制器及均衡器，因此大多采用ifft/fft变换来实现信号的调制和解调。
[0094]
在此基础上，本技术基于共轭变换的ifft/fft结构设计在不影响通信系统的收发性能的前提下，可以减少一对ifft/fft的使用以降低系统的复杂度，在相同的实验条件下，32点、64点和128点ifft变换的资源占用情况以及对应点数的fft变换的资源占用情况，如表2和表3所示。
[0095][0096]
表2
[0097][0098]
表3
[0099]
因此，本技术不仅提高了频带利用率，还保证了通信系统的处理和传输速度。相对于单带ofdm系统，通过一对ifft/fft核心模块就可以完成两路数据的传输，系统结构得到了简化、传输容量更大且传输速率更快。