电源变换装置及系统的制作方法

1.本发明涉及电源领域，尤其是电源变换装置及系统。


背景技术：

2.高频隔离dc-dc变换器在很多应用场合得到广泛应用，比如服务器电源和和车载充电机。
3.小型化和高频化是电源变换器发展的趋势，但是开关频率的升高导致开关管的开关损耗变大，导致电源变换器效率低。谐振变换器由于可以实现零电压开通或零电流关断从而可以提高电源变换器效率，因而得到广泛应用。通常，谐振变换器通过频率调制和移相调制技术来稳定输出电压，以及提高变换器效率。
4.在实际应用的很多场合，如对于车载充电机，在电池充电过程中电池电压会在很大范围内变化，因此也希望高频隔离dc-dc变换器可以实现宽输出电压范围，同时还希望可以实现全负载范围内的高效率。
5.然而，目前的高频隔离dc-dc变换器及其控制方案无法同时实现宽输出电压范围和高效率，或者控制极其复杂，可靠性差。


技术实现要素：

6.本技术提出一种电源变换装置，包括：电源变换装置，其特征在于，包括：电源变换器，包括：谐振电路，包括变压器和谐振单元，变压器包括一次侧绕组和二次侧绕组；一次侧开关单元，包括至少一个开关管，所述一次侧开关单元连接在所述一次侧绕组的两端，所述一次侧开关单元的两端形成第一电压；二次侧开关单元，包括至少一个开关管，所述二次侧开关单元连接在所述二次侧绕组的两端，所述二次侧开关单元的两端形成第二电压，其中所述谐振单元连接在一次侧绕组的任一端与所述一次侧开关单元之间或连接在二次侧绕组的任一端与所述二次侧开关单元之间；控制单元，接收表征电源变换器状态的第一采样信号和表征电源变换器状态的第二采样信号，被配置为：根据所述第一采样信号产生用于控制所述一次侧开关单元内的开关管导通或关断的第一开关驱动信号，根据所述第二采样信号得到一导通时刻移相角和一关断时刻移相角，并且将所述第一开关驱动信号的导通时刻向后延迟所述导通时刻移相角，将所述第一开关驱动信号的关断时刻向后延迟所述关断时刻移相角后，得到用于控制所述二次侧开关单元内的开关管导通或关断的第二开关驱动信号，其中，在电源变换器的增益大于等于1时，所述导通时刻移相角与所述关断时刻移相角相等，且选择的所述导通时刻移相角和所述关断时刻移相角使得在所述二次侧开关单元内的开关管导通期间，所述二次侧开关单元内的电流反向，同时使变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压。
7.更进一步的，所述控制单元包括：频率控制模块，接收所述第一采样信号和一参考信号，用于根据所述第一采样信号和所述参考信号产生第一频率信号；第一驱动模块，接收所述第一频率信号，产生所述第一开关驱动信号；移相控制模块，接收所述第一频率信号和
所述第二采样信号，并且根据所述第二采样信号得到所述导通时刻移相角和所述关断时刻移相角，将所述第一开关驱动信号的导通时刻向后延迟所述导通时刻移相角，所述第一开关驱动信号的关断时刻向后延迟所述关断时刻移相角后，得到第二频率信号；第二驱动模块，接收所述第二频率信号，产生所述第二开关驱动信号。更进一步的，在所述关断时刻移相角期间，所述二次侧开关单元内的电流反向。
8.更进一步的，所述二次侧开关单元内的开关管为低压si开关器件、sic开关器件或gan开关器件，在电源变换器的增益小于1时，所述导通时刻移相角大于所述关断时刻移相角。
9.更进一步的，在所述导通时刻移相角期间内，所述二次侧开关单元内的电流反向。
10.更进一步的，在所述关断时刻移相角期间内，所述二次侧开关单元内的电流方向不变。
11.更进一步的，所述二次侧开关单元内的开关管为低压si开关器件、sic开关器件或gan开关器件，在电源变换器的增益小于1时，所述导通时刻移相角大于所述关断时刻移相角，并且所述关断时刻移相角等于零。
12.更进一步的，在所述导通时刻移相角期间内，所述二次侧开关单元内的电流反向。
13.更进一步的，所述二次侧开关单元内的开关管为高压si开关器件，在电源变换器的增益小于1时，所述二次侧开关单元内的开关管关断。
14.更进一步的，所述第二采样信号包括输入电压、输出电压和负载电流，在电源变换器的增益大于等于1时，所述导通时刻移相角和所述关断时刻移相角随输出电压增大和负载电流增大而增大。
15.更进一步的，所述第二采样信号包括输入电压、输出电压和负载电流，在电源变换器的增益小于1时，所述导通时刻移相角和所述关断时刻移相角随输出电压减小和负载电流增大而增大。
16.更进一步的，所述一次侧开关单元包括开关管q11和开关管q12串联连接形成的第一桥臂，以及开关管q21和开关管q22串联连接形成的第二桥臂，所述二次侧开关单元包括开关管q31和开关管q32串联连接形成的第一桥臂，以及开关管q41和开关管q42串联连接形成的第二桥臂，其中所述第一开关驱动信号控制使得开关管q11和开关管q22同时导通，并且同时关断，开关管q12和开关管q21同时导通，并且同时关断，所述第二开关驱动信号控制使得开关管q31和开关管q42同时导通，并且同时关断，开关管q32和开关管q41同时导通，并且同时关断，开关管q31和开关管q42的导通时刻相对于开关管q12和开关管q21的导通时刻延迟所述导通时刻移相角，开关管q31和开关管q42的关断时刻相对于开关管q12和开关管q21的关断时刻延迟所述关断时刻移相角，开关管q32和开关管q41的导通时刻相对于开关管q11和开关管q22的导通时刻延迟所述导通时刻移相角，开关管q32和开关管q41的关断时刻相对于开关管q11和开关管q22的关断时刻延迟所述关断时刻移相角。
17.更进一步的，一次侧开关单元包括开关管q11和开关管q12串联连接形成的第一桥臂，二次侧开关单元包括开关管q31和开关管q32串联连接形成的第一桥臂，其中开关管q31的导通时刻相对于开关管q12的导通时刻延迟所述导通时刻移相角，开关管q31的关断时刻相对于开关管q12的关断时刻延迟所述关断时刻移相角，开关管q32的导通时刻相对于开关管q11的导通时刻延迟所述导通时刻移相角，开关管q32的关断时刻相对于开关管q11的关
断时刻延迟所述关断时刻移相角。
18.本技术还提供一种电源变换系统，包括：上述的电源变换装置。
附图说明
19.图1为本发明一实施例的电源变换装置示意图。
20.图2为本发明另一实施例的电源变换装置示意图。
21.图3为本发明一实施例的在电源变换器的增益大于等于1时的控制原理波形示意图。
22.图4为本发明另一实施例的电源变换装置示意图。
23.图5为本发明一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为低压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图。
24.图6为本发明另一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为低压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图。
25.图7为本发明一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为高压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图。
26.图8为本发明一实施例的电源变换器的增益大于等于1时，导通时刻移相角和关断时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图。
27.图9为本发明一实施例的电源变换器的增益小于1时，导通时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图。
28.图10为本发明一实施例的电源变换器的增益小于1时，关断时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图。
29.图11为本发明一实施例的电源变换系统示意图。
具体实施方式
30.下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
31.本发明一实施例中，在于提供一种电源变换装置。具体的，请参阅图1所示的本发明一实施例的电源变换装置示意图。本发明一实施例的电源变换装置，包括：电源变换器100，包括：谐振电路120，包括变压器121和谐振单元122，变压器121包括一次侧绕组lp和二次侧绕组ls；一次侧开关单元110，包括至少一个开关管，一次侧开关单元110连接在一次侧绕组lp的两端，一次侧开关单元110的两端形成第一电压v1；二次侧开关单元130，包括至少一个开关管，二次侧开关单元130连接在二次侧绕组ls的两端，二次侧开关单元130的两端形成第二电压v2，其中谐振单元122连接在一次侧绕组lp的任一端与一次侧开关单元110之间或连接在二次侧绕组ls的任一端与二次侧开关单元130之间；控制单元200，接收表征电源变换器100状态的第一采样信号d1和表征电源变换器状态的第二采样信号d2，被配置为：根据所述第一采样信号d1产生用于控制一次侧开关单元110内的开关管导通或关断第一开关驱动信号s1，根据第二采样信号d2得到一导通时刻
移相角和一关断时刻移相角，并且将第一开关驱动信号s1的导通时刻向后延迟所述导通时刻移相角，将第一开关驱动信号s1的关断时刻向后延迟所述关断时刻移相角后，得到用于控制二次侧开关单元130内的开关管导通或关断的第二开关驱动信号s2，其中，在电源变换器100的增益大于等于1时，所述导通时刻移相角与所述关断时刻移相角相等，且选择的导通时刻移相角和关断时刻移相角使得在二次侧开关单元130内的开关管导通期间，二次侧开关单元130内的电流反向，同时使变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压。
32.在实际应用中，如图1所示，一次侧开关单元110和二次侧开关单元130为全桥开关单元，则电源变换器100形成谐振全桥变换器。具体的，一次侧开关单元110包括开关管q11和开关管q12串联连接形成的第一桥臂，以及开关管q21和开关管q22串联连接形成的第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接，开关管q21与开关管q22的共节点连接一次侧绕组lp的第一端，开关管q11和开关管q12的共节点连接一次侧绕组lp的第二端，并且第一电容c1与第一桥臂和第二桥臂并联连接。二次侧开关单元130包括开关管q31和开关管q32串联连接形成的第一桥臂，以及开关管q41和开关管q42串联连接形成的第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接，开关管q31和开关管q32的共节点连接二次侧绕组ls的第一端，开关管q41和开关管q42的共节点连接二次侧绕组ls的第二端，并且第二电容c2与第一桥臂和第二桥臂并联连接。
33.在实际应用中，请参阅图2所示的本发明另一实施例的电源变换装置示意图，一次侧开关单元110’和二次侧开关单元130’为半桥开关单元，则电源变换器100’形成谐振半桥变换器。具体的，一次侧开关单元110’包括开关管q11和开关管q12串联连接形成的第一桥臂，以及电容c11和电容c12串联连接形成的第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接，电容c11和电容c12的共节点连接一次侧绕组lp的第一端，开关管q11和开关管q12的共节点连接一次侧绕组lp的第二端，并且第一电容c1与第一桥臂和第二桥臂并联连接。二次侧开关单元130’包括开关管q31和开关管q32串联连接形成的第一桥臂，以及电容c21和电容c22串联连接形成的第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接，开关管q31和开关管q32的共节点连接二次侧绕组ls的第一端，电容c21和电容c22的共节点连接二次侧绕组ls的第二端，并且第二电容c2与第一桥臂和第二桥臂并联连接。
34.如图1和图2所示，谐振单元122由谐振电感lr和谐振电容cr串联形成，但本发明并不限定谐振单元122的具体结构，只要能形成谐振单元即可。
35.如图1所示，谐振单元122连接在二次侧绕组ls的第一端与开关管q31和开关管q32的共节点之间。在实际应用中，谐振单元122可以连接在一次侧绕组lp的任一端与一次侧开关单元110之间，或，连接在二次侧绕组ls的任一端与二次侧开关单元130之间。
36.如图2所示，谐振单元122连接在二次侧绕组ls的第一端与开关管q31和开关管q32的共节点之间。在实际应用中，谐振单元122可以连接在一次侧绕组lp的任一端与一次侧开关单元110’之间，或，连接在二次侧绕组ls的任一端与二次侧开关单元130’之间。
37.如下以一次侧开关单元110和二次侧开关单元130为全桥开关单元，电流从二次侧绕组ls的第一端流向二次侧开关单元130为正向电流为例，请参阅图3所示的本发明一实施例的在电源变换器的增益大于等于1时的控制原理波形示意图，第一开关驱动信号s1控制使得一次侧开关单元110内的开关管q11和开关管q22同时导通，并且同时关断，开关管q12和开关管q21同时导通，并且同时关断，第二开关驱动信号s2控制使得二次侧开关单元130
内的开关管q31和开关管q42同时导通，并且同时关断，开关管q32和开关管q41同时导通，并且同时关断，开关管q11和开关管q22与开关管q12和开关管q21之间有死区时间tdb，开关管q31和开关管q42与开关管q32和开关管q41之间也有死区时间tdb。如图3所示，开关管q31和开关管q42的导通时刻相对于开关管q12和开关管q21的导通时刻延迟导通时刻移相角td(on)，开关管q31和开关管q42的关断时刻相对于开关管q12和开关管q21的关断时刻延迟关断时刻移相角td(off)，开关管q32和开关管q41的导通时刻相对于开关管q11和开关管q22的导通时刻延迟导通时刻移相角td(on)，开关管q32和开关管q41的关断时刻相对于开关管q11和开关管q22的关断时刻延迟关断时刻移相角td(off)，并且，在电源变换器100的增益大于等于1，也即v1≦v2*n（n为变压器的变比）时，如图3所示，导通时刻移相角td(on)与关断时刻移相角td(off)相等，且选择的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)使得在二次侧开关单元130内的开关管导通期间，二次侧开关单元130内的电流反向。如图3所示，二次侧开关单元130内的电流ir在开关管q32和开关管q41的导通期间，由正向变为负向，如图3所示，在t1时刻电流过零，则在t1时刻至t2时刻内，变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压；同样的，接下来，在开关管q31和开关管q42的导通期间，电流ir由负向变为正向，如图3所示，在t3时刻电流过零，则在t3时刻至t4时刻内，变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压，如此可提高输出电压范围。并且产生的反压，使得二次侧开关单元130内的第一桥臂的共节点的电压相对于第二桥臂的共节点的电压反向跳变，而避免共模干扰的产生，如此本技术提供的电源变换装置emi特性好。
38.对于一次侧开关单元110和二次侧开关单元130为半桥开关单元，开关管q31的导通时刻相对于开关管q12的导通时刻延迟导通时刻移相角td(on)，开关管q31的关断时刻相对于开关管q12的关断时刻延迟关断时刻移相角td(off)，开关管q32的导通时刻相对于开关管q11的导通时刻延迟导通时刻移相角td(on)，开关管q32的关断时刻相对于开关管q11的关断时刻延迟关断时刻移相角td(off)。其原理和效果与上述的开关单元为全桥开关单元相同，在此不再赘述。
39.如图3所示，选择的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)使得在二次侧开关单元130内的开关管导通期间，二次侧开关单元130内的电流反向，因此避免了电流过零点对二次侧开关单元130内的开关管驱动的影响，在后续控制过程中无需考虑电流过零点的问题。这是由于电流过零点容易受检测噪声的影响而导致误判断，进而产生错误的开关驱动信号。本发明通过选择合适的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)就可以避免电流过零点的影响，因此方法简单，且可靠性高。且如图3所示，所有的开关管在开通时刻，电流流径其体二极管，因此实现了zvs软开关，因此本技术提供的电源变换器效率较高。
40.更进一步的，请再参阅图3，在关断时刻移相角td(off)期间，二次侧开关单元130内的电流反向。如此，在关断时刻移相角td(off)期间，使变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压。也即，选择的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)需足够大，直至二次侧开关单元130内的电流在关断时刻移相角td(off)期间反向，并且能够使变压器二次侧绕组所承受的电压反向，形成反压。以保证可提高输出电压范围，并且使电源变换器emi特性好。
41.更进一步的，请参阅图4所示的本发明另一实施例的电源变换装置示意图，控制单
元200，包括：频率控制模块210，接收第一采样信号d1和一参考信号d3，用于根据所述第一采样信号d1和所述参考信号d2产生第一频率信号fs1；第一驱动模块230，接收第一频率信号fs1，产生第一开关驱动信号s1；移相控制模块220，接收第一频率信号fs1和第二采样信号d2，并且根据第二采样信号d2得到所述导通时刻移相角td(on)和所述关断时刻移相角td(off)，将第一开关驱动信号s1的导通时刻向后延迟所述导通时刻移相角td(on)，将第一开关驱动信号s1的关断时刻向后延迟所述关断时刻移相角td(off)后，得到第二频率信号fs2；第二驱动模块240，接收所述第二频率信号fs2，产生第二开关驱动信号s2。
42.在实际应用中，对于一些应用场合，如服务器电源，二次侧开关单元130内的开关管为低压开关器件，所述的低压器件指耐压小于200v的开关器件，如耐压为100v或60v的硅mos管。目前市场上常用的低压开关器件包括sic开关器件、gan开关器件等第三代半导体器件或低压si开关器件。在电源变换器的增益小于1时，选择的导通时刻移相角td(on)大于关断时刻移相角td(off)。具体的，可参阅图5所示的本发明一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为低压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图，选择的导通时刻移相角td(on)使得在导通时刻移相角td(on)期间二次侧开关单元内的电流反向，也即在电流过零之后，二次侧开关单元内的开关管导通，而避免电流过零点对开关管控制的影响。另在电源变换器的增益小于1时，电源变换器的电压和电流的相位角很大，对于低压器件来讲，由于低压器件的导通压降较低，则电流流经其体二极管产生的损耗就相对较大，因此希望尽量缩短电流流经其体二极管的时间，以提高电源变换器的效率。如图5所示，选择一定的关断时刻移相角td(off)以减小电流流经其体二极管的时间，以提高电源变换器的效率，并且选择的导通时刻移相角td(on)使得二次侧开关单元内的电流在导通时刻移相角td(on)期间反向，在关断时刻移相角td(off)期间，二次侧开关单元130内的电流方向不变，而避免电流过零点对开关管控制的影响，以在提高效率的同时，使得控制简单，并且可靠性高。
43.在实际应用中，对于一些应用场合，二次侧开关单元130内的开关管为低压si开关器件、sic开关器件或gan开关器件，并且工作范围内负载电流均较大，例如充电机，其轻载工作时间较短，绝大多数时间工作于满载工况。对于此种情况，可参阅图6所示的本发明另一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为低压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图，选择的导通时刻移相角td(on)使得在导通时刻移相角td(on)期间二次侧开关单元130内的电流反向，而避免电流过零点对开关管控制的影响，并且关断时刻移相角td(off)等于零，如图6所示，一次侧开关单元110内的开关管与二次侧开关单元130内的开关管同时关断，以使控制复杂程度与效率达到平衡。
44.在实际应用中，对于一些应用场合，二次侧开关单元130内的开关管为高压si开关器件，所述的高压器件指耐压大于600v的开关器件，如耐压为600v或650v的硅mos管。在电源变换器的增益小于1时，二次侧开关单元130内的开关管一直处于关断，那么其导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)也即为零。具体的，可参阅图7所示的本发明一实施例的在二次侧开关单元内的开关管为高压开关器件，电源变换器的增益小于1时的控制原理波形示意图。当二次侧开关单元内的开关管为高压si开关器件时，其体二极管的压降相对于其导通压降较低，因此电流流经其体二极管产生的损耗最小，因此为了使控制最简单，且效率最高，使得二次侧开关单元130内的开关管一直处于关断，二次侧电流流经二次
侧开关单元130内的开关管的体二极管。
45.在实际应用中，第一采样信号d1可为电源变换器100的输出电压，也即第二电压v2，参考信号d3可为一参考电压vref，控制单元200或频率控制模块210根据第二电压v2和参考电压vref生产第一频率信号fs1。本发明并不限定控制单元200和频率控制模块210的具体结构和实现方式，任何现有的可根据表征电源变换器100状态的采样信号和参考信号得到第一频率信号fs1的结构均适用于本发明。且本发明也不限定第一采样信号d1仅为输出电压，其还可包括负载电流等信号。
46.在本发明一实施例中，第二采样信号d2包括电源变换器100的输入电压、输出电压和负载电流，则控制单元200或移相控制模块220根据第二采样信号d2得到导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)。具体的，控制单元200或移相控制模块220根据电源变换器100的输入电压、输出电压和负载电流得到导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)。具体的，在实际应用中，首先通过开环测试由不同的输入电压、输出电压和负载电流得到不同的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)，而形成输入电压、输出电压和负载电流与导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)对应的数组或数据库，然后将数组或数据库写入移相控制模块210中，在实际运行时根据实测的第二采样信号d2（如输入电压、输出电压和负载电流）实时查询得到对应的导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)。可参阅图8所示的本发明一实施例的电源变换器的增益大于等于1时，导通时刻移相角和关断时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图。如图8所示，在电源变换器的增益大于等于1时，导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)随输出电压增大和负载电流增大而增大。可参阅图9所示的本发明一实施例的电源变换器的增益小于1时，导通时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图，参阅图10所示的本发明一实施例的电源变换器的增益小于1时，关断时刻移相角与第二采样信号的对应关系示意图。如图9和图10所示，在电源变换器的增益小于1时，导通时刻移相角td(on)和关断时刻移相角td(off)随输出电压减小和负载电流增大而增大。
47.在本技术一实施例中，图1中的控制单元200和图4中的频率控制模块210、第一驱动模块230、移相控制模块220和第二驱动模块240可通过模拟电路实现，也可以通过数字控制实现，本发明并不做限定。
48.在本技术一实施例中，如图1和图2，一次侧开关单元110连接在第一电容c1的两端与一次侧绕组lp的两端之间，第一电容c1的两端形成第一电压v1；二次侧开关单元130连接在第二电容c2的两端与二次侧绕组130的两端之间，第二电容c2的两端形成第二电压v2。
49.本技术一实施例中，还提供一种电源变换系统10，包括上述的电源变换装置，具体的，可参阅图11所示的本发明一实施例的电源变换系统示意图。
50.其工作原理和效果与上述相同，在此不再赘述。
51.最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。