一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器

1.本发明涉及集成电路放大器技术领域，特别是涉及一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器。


背景技术：

2.随着移动通信技术的飞速发展，目前所分配的频段已无法满足未来万物互联的需求，向着更高频段的频段探索，是如今通信技术发展的热门方向。目前，高频段的通信，已广泛应用于各个领域，如卫星接收、基站、导航、医疗、运输、成像等。随着高频通信行业的持续发展，高频设备将在各领域实现全方位覆盖。
3.目前，传统的时分双工收发机，通常使用单刀双掷(spdt)开关在发射和接收路径之间进行切换，如图1a所示。单刀双掷开关不仅占据较大的片上面积、增加了成本，限制了电路的集成度，并且在高工作频率时的插入损耗约很高，这直接降低了发射(tx)路径中的输出功率(pout)和接收(rx)路径中的系统噪声系数(nf)。如果这些射频开关可以消除，但是仍然提供双向放大，这将是一个理想的低成本和简单的解决方案。基于可以工作在接收和发射两种模式的双向放大器的收发机系统，避免了t/r开关(即发射或者接收开关)损耗、减少系统电路模块、提升系统性能、减小芯片面积，如图1b所示。
4.综上所述，如何在引入无需开关的双向放大器的同时，保证系统的接收、发射链路性能良好，是目前迫切需要解决的关键问题。


技术实现要素：

5.本发明的目的是针对现有技术存在的技术缺陷，提供一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器。
6.为此，本发明提供了一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器，其包括多级放大器子网络；
7.位于信号输入侧的第一级放大器子网络，其通过输入匹配网络，与位于最左侧的gsg输入探针相连接；gsg输入探针，用于输入外部信号；
8.位于信号输出侧的最后一级放大器子网络，其通过输出匹配网络，与位于最右侧的gsg输出探针相连接；gsg输出探针，用于输出经过放大的信号；
9.任意相邻的两级放大器子网络之间，分别通过一个级间匹配网络相连接。
10.优选地，对于非第一级以及非最后一级的每一级放大器子网络，其分别包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
11.工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压v
b11
和第二偏置电压v
b2
相连接；
12.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
13.工作晶体管q11的发射极，接地；
14.每一级放大器子网络中的工作晶体管q12的集电极，通过级间匹配网络，与后一级
的放大器子网络中的截止晶体管q22的集电极相连接；
15.截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压v
b12
和第二偏置电压v
b2
相连接；
16.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
17.截止晶体管q21的发射极接地；
18.截止晶体管q21的基极，通过级间匹配网络，与后一级的放大器子网络中工作晶体管q11的基极相连接。
19.优选地，对于位于信号输入侧的第一级放大器子网络，包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
20.工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压v
b11
和第二偏置电压v
b2
相连接；
21.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
22.工作晶体管q11的发射极，接地；
23.工作晶体管q12的集电极，通过级间匹配网络，与后一级的放大器子网络中的截止晶体管q22的集电极相连接；
24.截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压v
b12
和第二偏置电压v
b2
相连接；
25.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
26.截止晶体管q21的发射极接地；
27.截止晶体管q21的基极，通过级间匹配网络，与后一级的放大器子网络中工作晶体管q11的基极相连接；
28.对于位于信号输入侧的第一级放大器子网络，其具有的工作晶体管q11的基极，还通过输入匹配网络，与位于最左侧的gsg输入探针相连接，以及其具有的截止晶体管q22的集电极，通过输入匹配网络与位于最左侧的gsg输入探针相连接。
29.优选地，对于位于信号输出侧的最后一级放大器子网络，包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
30.工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压v
b11
和第二偏置电压v
b2
相连接；
31.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
32.工作晶体管q11的发射极，接地；
33.工作晶体管q22的集电极，通过级间匹配网络，与前一级的放大器子网络中的截止晶体管q21的基极相连接；
34.截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压v
b12
和第二偏置电压v
b2
相连接；
35.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
36.截止晶体管q21的发射极接地；
37.对于位于信号输出侧的最后一级放大器子网络，其具有的截止晶体管q21的基极，还通过输出匹配网络，与位于最右侧的gsg输入探针相连接，以及其具有的工作晶体管q12的集电极，还通过输出匹配网络，与位于最右侧的gsg输入探针相连接。
38.优选地，输入匹配网络，包括输入端口阻抗r30、电容c31、电容c32、电感l31和电感l32；
39.输入端口阻抗r30，即为gsg输入探针具有的阻抗；
40.输入端口阻抗r30的一端，与电容c31的一端相接；
41.输入端口阻抗r30的另一端接地；
42.电容c31的另一端，分别与电容c32的一端、电感l31的一端和电感l32的一端相接；
43.电容c32的另一端，与位于信号输入侧的第一级放大器子网络中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
相接；
44.电感l31的另一端接地；
45.电感l32的另一端，与位于信号输入侧的第一级放大器子网络中的截止晶体管的输出阻抗z
out,off
相接。
46.优选地，电容c32的另一端与位于信号输入侧的第一级放大器子网络中的工作晶体管q11的基极相连，在输入匹配网络中等效于电容c32与工作晶体管的输入阻抗zin,on串联相接；
47.电感l32的另一端连接至位于信号输入侧的第一级放大器子网络中的截止晶体管q22的集电极处，在输入匹配网络中等效于与截止晶体管的输出阻抗z
out,off
串联相接。
48.优选地，输出匹配网络，包括输出端口阻抗r40、电容c41、电容c42、电感l41和电感l42；
49.输出端口阻抗r40，即为gsg输出探针具有的阻抗；
50.输出端口阻抗r40的一端，与电容c41的一端相接；
51.输出端口阻抗r40的另一端接地；
52.电容c41的另一端，分别与电容c42的一端、电感l41的一端和电感l42的一端相接；
53.电容c42的另一端，与位于信号输出侧的最后一级放大器子网络中的一截止晶体管的输入阻抗z
in,off
相接；
54.电感l41的另一端接地；
55.电感l42的另一端，与最后一级放大器子网络中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
相接。
56.优选地，电容c42的另一端与最后一级放大器子网络中的截止晶体管q21的基极相连，在输出匹配网络中等效于电容c42与截止晶体管的输入阻抗z
in,off
串联相接；
57.电感l42的另一端连接至最后一级放大器子网络中的工作晶体管q12的集电极处，在输入匹配网络中等效于电感l42与最后一级放大器子网络中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
串联相接。
58.优选地，对于位于任意相邻的两级放大器子网络之间的任意一个级间匹配网络，其分别包括电感l51～l54，以及电容c51～c53；
59.电感l52的一端，与靠近信号输入侧的前一级放大器子网络中的一对工作晶体管q11和q12的输出阻抗z
out,on
相接；
60.电感l52的另一端，分别与电容c51的一端、电容c53的一端以及电感l51的一端相接；
61.电感l51的另一端，接地；
62.电容c51的另一端，与一对截止晶体管q21和q22的输入阻抗z
in,off
相接；
63.电容c53的另一端，分别接电容c52的一端、电感l54的一端和电感l53的一端；
64.电容c52的另一端，与靠近信号输出侧的后一级放大器子网络中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
相接；
65.电感l53的另一端，接地；
66.电感l54的另一端，与一对截止晶体管q21和q22的输出阻抗z
out,off
相接。
67.优选地，电感l52的一端与前一级放大器子网络中的工作晶体管q12的集电极相连，在级间匹配网络中等效于电感l52与前一级放大器子网络中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
串联相接；
68.电容c52的一端与靠近信号输出侧的后一级放大器子网络中的工作晶体管q11的基极相连，在级间匹配网络中等效于电容c52与后一级放大器子网络中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
串联相接。
69.由以上本发明提供的技术方案可见，与现有技术相比较，本发明提供了一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器，其设计科学，采用了新型对称双向放大器匹配技术，将晶体管开启和截止状态下不同的寄生参数融入匹配电路设计，实现了接收和发射链路匹配网络的共享，能够消除通信系统中的单刀双掷开关，减小芯片的面积，具有较好的应用前景，具有重大的实践意义。
附图说明
70.图1a是传统时分双工收发机的结构框图；
71.图1b是基于双向放大器收发机的结构框图；
72.图2a是本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器的电路方框图；
73.图2b是本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器的具体电路原理图；
74.图3是本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器的具体电路中，输入匹配网络的原理图；
75.图4是本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器的具体电路中，输出匹配网络的原理图；
76.图5是本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器的具体电路中，位于任意两级放大器子网络之间的一个级间匹配网络的示意图；
77.图6为本发明提供的双向放大器，工作、截止状态晶体管的输入输出阻抗示意图。
具体实施方式
78.下面将结合本发明的实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
79.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相
连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
80.下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
81.参见图2a至图6，本发明提供了一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器，其是基于双向匹配技术的太赫兹双向放大器，具体包括多级(即多个)放大器子网络100；
82.位于信号输入侧的第一级放大器子网络100(如图2b所示的最左端的放大器子网络100)，其通过输入匹配网络300，与位于最左侧的gsg输入探针相连接；gsg输入探针，用于输入外部信号；
83.位于信号输出侧的最后一级放大器子网络100(如图2b所示的最右端的放大器子网络100)，其通过输出匹配网络400，与位于最右侧的gsg输出探针相连接；gsg输出探针，用于输出经过放大的信号；
84.任意相邻的两级(即两个)放大器子网络100之间，分别通过一个级间匹配网络500相连接。
85.需要说明的是，由于本发明是双向放大器，两侧gsg探针可根据工作模式的不同分别用作输入、输出探针。在接收模式下，左侧探针用于输入信号，右侧探针用于输出信号；在发射模式下，右侧探针用于输入信号，左侧探针用于输出信号。
86.在本发明中，参见图2b所示，电路与左侧gsg探针端口连接的网络称为输入匹配网络300，与右侧gsg探针端口连接的网络称为输出匹配网络400，而每个放大器子网络100之间相连的匹配网络称为级间匹配网络500。
87.在本发明中，具体实现上，对于非第一级以及非最后一级的每一级(即任意一级)放大器子网络100，其分别包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
88.参见图2b，工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压(即v
b11
)和第二偏置电压(即v
b2
)相连接，通过第一偏置电压和第二偏置电压来控制工作晶体管处于工作状态；
89.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
90.工作晶体管q11的发射极，接地；
91.每一级放大器子网络100中的工作晶体管q12的集电极，通过级间匹配网络500(具体是连接级间匹配网络500中的电感l52)，与后一级的放大器子网络100中的截止晶体管q22的集电极相连接；
92.参见图2b，截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压(即v
b12
)和第二偏置电压(即v
b2
)相连接，通过第三偏置电压和第二偏置电压来控制截止晶体管处于关闭截止状态；
93.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
94.截止晶体管q21的发射极接地；
95.截止晶体管q21的基极，通过级间匹配网络500(具体是连接级间匹配网络500中的电容c51)，与后一级的放大器子网络100中工作晶体管q11的基极相连接；
96.具体实现上，工作晶体管q12与截止晶体管q22的偏置电压相同。
97.具体实现上，对于位于信号输入侧的第一级放大器子网络100(如图2b所示的最左端的放大器子网络100)，包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
98.工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压v
b11
和第二偏置电压v
b2
相连接；
99.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
100.工作晶体管q11的发射极，接地；
101.工作晶体管q12的集电极，通过级间匹配网络500，与后一级的放大器子网络100中的截止晶体管q22的集电极相连接；
102.截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压v
b12
和第二偏置电压v
b2
相连接；
103.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
104.截止晶体管q21的发射极接地；
105.截止晶体管q21的基极，通过级间匹配网络500，与后一级的放大器子网络100中工作晶体管q11的基极相连接；
106.对于位于信号输入侧的第一级放大器子网络100，其具有的工作晶体管q11的基极，还通过输入匹配网络300(具体连接输入匹配网络300中的电容c32)，与位于最左侧的gsg输入探针相连接，以及其具有的截止晶体管q22的集电极，通过输入匹配网络300(具体连接输入匹配网络300中的电感l32和电容c31)，与位于最左侧的gsg输入探针相连接。
107.在本发明中，具体实现上，对于位于信号输出侧的最后一级放大器子网络100(如图2b所示的最右端的放大器子网络100)，包括一对工作晶体管q11和q12，以及一对截止晶体管q21和q22；
108.工作晶体管q11和q12的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第一偏置电压v
b11
和第二偏置电压v
b2
相连接；
109.工作晶体管q12的发射极，与工作晶体管q11的集电极相接；
110.工作晶体管q11的发射极，接地；
111.工作晶体管q22的集电极，通过级间匹配网络500，与前一级的放大器子网络100中的截止晶体管q21的基极相连接；
112.截止晶体管q21和q22的基极，为偏置电压控制端，分别用于与第三偏置电压v
b12
和第二偏置电压v
b2
相连接；
113.截止晶体管q22的发射极，与截止晶体管q21的集电极相接；
114.截止晶体管q21的发射极接地；
115.对于位于信号输出侧的最后一级放大器子网络100，其具有的截止晶体管q21的基极，还通过输出匹配网络400(具体连接输出匹配网络400中的电容c42)，与位于最右侧的gsg输入探针相连接，以及其具有的工作晶体管q12的集电极，还通过输出匹配网络400(具体连接输出匹配网络400中的电感l42)，与位于最右侧的gsg输入探针相连接。
116.需要说明的是，工作晶体管q11和q1以及截止晶体管q21和q22，是两对相同的放大晶体管；
117.在图2b中，v
b2
是电路中晶体管q12与q22的偏置电压，用于给q12、q22提供合适的偏置电压，具体与q12、q22的基极相连。但是，电路的工作状态由q11的基极偏置电压v
b11
和q21
的基极偏置电压v
b12
决定。
118.需要说明的是,对于本发明的双向放大器，处于对称性考虑，双向放大器的两个模式下的晶体管应工作在相同的偏置电压v
b2
下。在接收模式下，q11与q12处于工作状态。v
b11
控制晶体管q11的集电极电流，而晶体管q12的集电极电流与晶体管q11相同，所以当晶体管q11工作时，同样有电流流经晶体管q12。而此时v
b12
为零，流经晶体管q21、q22的集电极电流为0，晶体管q21、q22处于截止状态。以下为接收、发射模式下偏置电压情况，请见表1。
119.表1：接收、发射状态下各偏置电压情况表。
120.模式v
ccvb2vb11vb12
接收3v2.5v1.1v0v发射3v2.5v0v1.1v
121.如上述分析，双向放大器通过v
b11
和v
b12
控制两个不同模式的晶体管集电极电流，从而控制两个模式下晶体管的开启与截止状态。v
b2
一直处于2.5v工作电压状态，对晶体管的工作状态并无影响。
122.需要说明的是，对于本发明，其是基于对称匹配技术的太赫兹双向放大器，主要包括放大器的阻抗选择与对称双向匹配电路的设计，包括以下内容：
123.一、选择合适的晶体管尺寸、静态工作点与电路拓扑结构。由于太赫兹频段接近晶体管的截止频率导致增益不足，采用六级cascode放大器(即六组放大器子网络100)级联的电路拓扑结构，以保证放大器拥有足够的增益。
124.每级cascode放大器级联的电路拓扑结构(即放大器子网络100)采用两对cascode晶体管(即q11和q12，以及q21和q22)分别用于发射、接收链路，通过偏置电压控制一对晶体管工作时，另一对处于截止状态。通常cascode放大器的输入、输出阻抗存在差值，考虑到晶体管在开启和截止状态下具有不同的寄生参数，选择合适的晶体管尺寸与静态工作点，保证输入、输出阻抗尽可能接近，以保证后续双向匹配电路的设计效果。
125.二、本发明设计基于寄生参数融合匹配技术的匹配电路。双向匹配网络包括输入匹配网络、级间匹配网络、输出匹配网络三部分。由于接收链路的输入端与发射链路的输出端连接至同一端口、接收链路的输出端与发射链路的输入端连接至同一端口，两个端口的输入匹配网络、输出匹配网络被两条链路所共用，减小芯片面积。对于本发明，通过级间匹配网络将上一级工作晶体管与下一级工作晶体管之间的阻抗匹配。匹配阻抗变换网络，除了考虑端口阻抗、放大级输入输出阻抗，还需要将截止状态的晶体管寄生参数融入到匹配网络中协同设计。
126.在本发明中，需要说明的是，晶体管的输入输出阻抗，指的是一级(就一个)放大器子网络100中，晶体管的输入输出阻抗。
127.参见图6所示，从晶体管q
11
的基极看向放大器子电路100(即晶体管q
11
所在本级的放大器子电路100)的等效阻抗(即晶体管q
11
的基极与接地端之间的阻抗)，称为工作晶体管的输入阻抗z
in，on
；
128.从晶体管q
12
的集电极看向放大器子电路100(即晶体管q
12
所在本级的放大器子电路100)的等效阻抗(即晶体管q
12
的集电极与接地端之间的阻抗)，称为工作晶体管的输出阻抗z
out，on
；
129.从晶体管q
21
的基极看向放大器子电路100(即晶体管q
21
所在本级的放大器子电路
100)的等效阻抗(即晶体管q
21
的基极与接地端之间的阻抗)，称为截止晶体管的输入阻抗z
in，off
；
130.从晶体管q
22
的集电极看向放大器子电路100(即晶体管q
22
所在本级的放大器子电路100)的等效阻抗(即晶体管q
22
的集电极与接地端之间的阻抗)，称为截止晶体管的输出阻抗z
out，off
。
131.在本发明中，需要说明的是，工作晶体管以及截止晶体管的输出阻抗与输入阻抗，都指的是一个放大器子网络的阻抗，即一对晶体管的阻抗。
132.参见图6所示，晶体管在开启和截止状态下所表现出的等效阻抗不同，将不同工作状态下的等效输入输出阻抗，如下表2所示。
133.表2：接收、发射状态下晶体管的等效阻抗示意表。
134.模式输入阻抗输出阻抗工作晶体管z
in,onzout,on
截止晶体管z
in,offzout,off
135.在本发明中，具体实现上，输入匹配网络300，包括输入端口阻抗r30、电容c31、电容c32、电感l31和电感l32；
136.输入端口阻抗r30，即为gsg输入探针具有的阻抗；
137.输入端口阻抗r30的一端，与电容c31的一端相接；
138.输入端口阻抗r30的另一端接地；
139.电容c31的另一端，分别与电容c32的一端、电感l31的一端和电感l32的一端相接；
140.电容c32的另一端，与位于信号输入侧的第一级放大器子网络100中的一对工作晶体管q11和q12的输入阻抗z
in,on
(即工作晶体管q11和q12一起具有的输入阻抗，也即工作晶体管的输入阻抗z
in,on
)相接；在图2b中，电容c32的另一端与位于信号输入侧的第一级放大器子网络100中的工作晶体管q11的基极相连，在输入匹配网络中等效于电容c32与工作晶体管的输入阻抗zin,on串联相接。
141.图6为本发明提供的双向放大器，工作、截止状态晶体管的输入输出阻抗示意图。
142.电感l31的另一端接地；需要说明的是，对于本发明，鉴于在射频等效电路中，电压源(即供电电源vcc)等效为gnd，在等效模型电路中通常将其(即供电电源vcc)用gnd符号表示，便于后面的公式表述。
143.电感l32的另一端，与位于信号输入侧的第一级放大器子网络100中的一对截止晶体管q21和q22的输出阻抗z
out,off
(即截止晶体管q21和q22一起具有的输出阻抗，也即截止晶体管的输出阻抗z
out,off
)相接；在图2b中，电感l32的另一端连接至位于信号输入侧的第一级放大器子网络100中的截止晶体管q22的集电极处，在输入匹配网络中等效于与截止晶体管的输出阻抗z
out,off
串联相接。
144.需要说明的是，参见图2b，本发明的双向放大器原理图如图2b所示，为简化电路、省去偏置电路。本发明所提出的双向放大器采用两组相同的放大晶体管(图2b中的每组放大晶体管，分别包括六对晶体管)，一组晶体管(共六对晶体管)处于工作状态时，另一组晶体管(共六对晶体管)处于截止状态，这要求两组不同工作状态的晶体管共享输入匹配网络、输出匹配网络以及级间匹配网络。本发明的cascode晶体管(晶体管q11和q12是cascode晶体管，以及晶体管q21和q22是cascode晶体管)，其开启与截止时的输入阻抗分别为：zin,on
,z
in,off
。cascode晶体管开启与截止时的输出阻抗分别为：z
out,on
,z
out,off
。在进行匹配时，将开启和截止状态下不同的寄生参数引起的阻抗变化，融入匹配网络设计中。
145.需要说明的是，对于本发明，当信号从左侧端口输入，右侧端口输出时，定义对信号的处理模式为接收模式。通过偏置电压控制每对工作晶体管q11和q12(图2b中共计有六对)都处于开启工作状态，以及通过偏置电压控制每对截止晶体管q21和q22(图2b中共计有六对)处于关闭截止状态，即v
b11
＝on，v
b12
＝off。此时，图3所示的网络为输入匹配电路，图4所示的网络为输出匹配电路，处于测试考虑，均匹配至50ω的端口(输入端口处连接阻抗为50ω的gsg输入探针，输出端口处连接阻抗为50ω的gsg输出探针)。
146.在本发明中，需要说明的是，双向放大器可看作一个双端口网络，两个端口在测试时分别与一个测试探针相连接。测试探针的阻抗为50ω，处于测试考虑，匹配至50ω的端口。
147.需要说明的是，对于本发明，在每个输入匹配网络中，截止晶体管(包括q21和q22)的输出阻抗z
out,off
(即截止晶体管q21和q22一起具有的输出阻抗)，经过串联一个电感l
32
，同时并联一个电感l31的阻抗变化，与串联一个电容c32的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
(即工作晶体管q11和q12一起具有的输入阻抗)相连，最后经由串联电容c31完成阻抗匹配。从输入端口来看，经由输入匹配网络变换后的阻抗z’in
与输入端口阻抗(具体是50ω阻抗)相匹配，通过工作和截止状态晶体管共享的输入匹配网络，实现输入阻抗匹配。
148.具体实现上，输出匹配网络400，包括输出端口阻抗r40、电容c41、电容c42、电感l41和电感l42；
149.输出端口阻抗r40，即为gsg输出探针具有的阻抗；
150.输出端口阻抗r40的一端，与电容c41的一端相接；
151.输出端口阻抗r40的另一端接地；
152.电容c41的另一端，分别与电容c42的一端、电感l41的一端和电感l42的一端相接；
153.电容c42的另一端，与位于信号输出侧的最后一级放大器子网络100中的一对截止晶体管q21和q22的输入阻抗z
in,off
(即截止晶体管q21和q22这对cascode晶体管一起具有的输入阻抗，也即截止晶体管的输入阻抗z
in,off
)相接；在图2b中，电容c42的另一端与最后一级放大器子网络100中的截止晶体管q21的基极相连，在输出匹配网络中等效于电容c42与截止晶体管的输入阻抗z
in,off
串联相接。
154.电感l41的另一端接地；需要说明的是，对于本发明，鉴于在射频等效电路中，电压源(即供电电源vcc)等效为gnd，在等效模型电路中通常将其(即供电电源vcc)用gnd符号表示，便于后面的公式表述。
155.电感l42的另一端，与最后一级放大器子网络100中的一对工作晶体管q11和q12的输出阻抗z
out,on
(即工作晶体管q11和q12这对cascode晶体管一起具有的输出阻抗，也即工作晶体管的输出阻抗z
out,on
)相接；
156.在图2b中，电感l42的另一端连接至最后一级放大器子网络100中的工作晶体管q12的集电极处，在输入匹配网络中等效于电感l42与最后一级放大器子网络100中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
串联相接。
157.需要说明的是，对于输出匹配网络，由于电路的对称性，输出匹配网络同样也需采用与输入匹配网络相同的结构。图4所示的网络为输出匹配电路。参见图4，工作晶体管的输
出阻抗z
outon
(即工作晶体管q11和q12这对cascode晶体管一起具有的输出阻抗)经过串联一个电感l42，同时并联一个电感l41的阻抗变化，与串联一个电容c42的截止晶体管的输入阻抗z
in,off
(即截止晶体管q21和q22这对cascode晶体管一起具有的输入阻抗)相连。最后，经由串联电容c41完成阻抗匹配，从输出端口来看，经由输出匹配网络变换后的输出阻抗z’out
与输出端口阻抗(具体是gsg输入探针具有的50ω阻抗)相匹配，通过工作和截止状态晶体管共享的输入匹配网络，实现输出阻抗匹配。
158.在本发明中，参见图2b、图3所示，图3的输入匹配网络的c32通过节点a1与工作晶体管q11的基极相连，电感l32通过节点a2与截止晶体管q22的集电极相连。
159.在本发明中，参见图2b、图4所示，图4的输出匹配网络的电容c42通过节点a3与截止晶体管q21的基极相连，电感l42通过节点a4与工作晶体管q12的集电极相连。
160.在本发明中，参见图2b、图5所示，在每两个相邻的放大器子网络100之间，分别使用一个级间匹配网络500相连接，以其中第三级和第四级放大器子网络100之间的级间匹配网络500为例，参见图5，图5的这个级间匹配网络500中的电感l52通过节点a5，与第三级放大器子网络100中的工作晶体管q12的集电极相连；电容c51通过节点a6，与第三级放大器子网络100中的截止晶体管q21的基极相连；电容c52通过节点a7，与第四级放大器子网络100中的工作晶体管q11的基极相连，电感l54通过节点a8，与第四级放大器子网络100中的截止晶体管q22的集电极相连。
161.在本发明中，具体实现上，经过输入匹配网络和输出匹配网络进行阻抗变化后的输入阻抗z'
in
和输出阻抗z'
out
，都需要匹配至50ω的端口(即输入端口或者输出端口)，分别表示为：
[0162][0163][0164]
需要说明的是，对于本发明，经过如图3的输入匹配网络变化后，从电路的输入端看向放大器子电路100的等效输入阻抗表示为z’in
。等效输入阻抗的值等于截止晶体管(包括q21和q22)的输出阻抗z
out,off
(即截止晶体管q21和q22一起具有的输出阻抗)，经过串联一个电感l32，同时并联一个电感l31的阻抗变化，与串联一个电容c32的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
(即工作晶体管q11和q12一起具有的输入阻抗)相连，最后，经由串联电容c31完成阻抗匹配。经由输入匹配网络，实现阻抗变化后的等效输入阻抗z’in
应与输入端口的50ω(即gsg探针的阻抗)相同，阻抗变换过程可由上面的公式(1)表示。
[0165]
对于本发明，经过如图4的输出匹配网络变化后，从电路的输出端看向子电路100的等效输入阻抗表示为z’out
。等效输出阻抗的值等于工作晶体管(包括q11和q12)的输出阻抗z
out,on
(即截止晶体管q11和q12一起具有的输出阻抗)，经过串联一个电感l42，同时并联一个电感l41的阻抗变化，与串联一个电容c42的截止晶体管的输入阻抗z
in,off
(即截止晶体
管q21和q22一起具有的输入阻抗)相连，最后，经由串联电容c41完成阻抗匹配。经由输出匹配网络，实现阻抗变化后的等效输出阻抗z’out
应与输出端口的50ω(即gsg探针的阻抗)相同，阻抗变换过程可由上面的公式(2)表示。
[0166]
在本发明中，具体实现上，对于位于任意相邻的两级放大器子网络100(包括靠近信号输入侧的前一级放大器子网络和靠近信号输出侧的后一级放大器子网络)之间的任意一个级间匹配网络500，其分别包括电感l51～l54，以及电容c51～c53；
[0167]
电感l52的一端，与靠近信号输入侧的前一级放大器子网络100中的一对工作晶体管q11和q12的输出阻抗z
out,on
(即工作晶体管q11和q12这对cascode晶体管一起具有的输出阻抗，也即工作晶体管的输出阻抗zout,
on
)相接；在图2b中，电感l52的一端与前一级放大器子网络100中的工作晶体管q12的集电极相连，在级间匹配网络中等效于电感l52与前一级放大器子网络100中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
串联相接。
[0168]
电感l52的另一端，分别与电容c51的一端、电容c53的一端以及电感l51的一端相接；
[0169]
电感l51的另一端，接地；需要说明的是，对于本发明，鉴于在射频等效电路中，电压源(即供电电源vcc)等效为gnd，在等效模型电路中通常将其(即供电电源vcc)用gnd符号表示，便于后面的公式表述。
[0170]
电容c51的另一端，与靠近信号输入侧的前一级放大器子网络100中的一对截止晶体管q21和q22的输入阻抗z
in,off
(即截止晶体管q21和q22这对cascode晶体管一起具有的输入阻抗，也即截止晶体管q21和q22的输入阻抗z
in,off
)相接；在图2b中，电容c51的一端与前一级放大器子网络100中的截止晶体管q21的基极相连，在级间匹配网络中等效于电容c51与前一级放大器子网络100中的截止晶体管的输入阻抗z
in,off
串联相接。
[0171]
电容c53的另一端，分别接电容c52的一端、电感l54的一端和电感l53的一端；
[0172]
电感l53的另一端，接地；需要说明的是，对于本发明，鉴于在射频等效电路中，电压源(即供电电源vcc)等效为gnd，在等效模型电路中通常将其(即供电电源vcc)用gnd符号表示，便于后面的公式表述。
[0173]
电容c52的另一端，与靠近信号输出侧的后一级放大器子网络100中的一对工作晶体管q11和q12的输入阻抗z
in,on
(即工作晶体管q11和q12一起具有的输入阻抗，也即工作晶体管q11和q12的输入阻抗z
in,on
)相接；
[0174]
在图2b中，电容c52的一端与靠近信号输出侧的后一级放大器子网络100中的工作晶体管q11的基极相连，在级间匹配网络中等效于电容c52与后一级放大器子网络100中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
串联相接。
[0175]
电感l53的另一端，接地；
[0176]
电感l54的另一端，与靠近信号输出侧的后一级放大器子网络100中的一对截止晶体管q21和q22的输出阻抗z
out,off
(即截止晶体管q21和q22一起具有的输出阻抗，也即截止晶体管q21和q22的输出阻抗z
out,off
)相接。在图2b中，电感l54的一端与后一级放大器子网络100中的截止晶体管q22的集电极相连，在匹配网络中等效于电感l54与后一级放大器子网络100中的截止晶体管的输出阻抗z
out,off
串联相接。
[0177]
需要说明的是，对于本发明，图5的级间匹配网络的作用，是将上一级(前一级)放大晶体管的输出阻抗，经过级间匹配网络阻抗变化至下一级(后一级)输入阻抗的共轭阻
抗，实现共轭匹配。本发明将匹配网络分为两个节点进行分析。
[0178]
对于本发明提供的双向放大器，在接收模式下，双向放大器前一级放大器子网络100中的工作晶体管的输出与截止晶体管的输入相连，后一级放大器子网络100中的工作晶体管的输入与截止晶体管的输出相连，级间匹配网络涉及到四个不同状态的阻抗，分别为前一级放大器子网络100中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
，截止晶体管的输出阻抗z
out,off
；后一级放大器子网络100中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
,截止晶体管的输入阻抗z
in,off
。
[0179]
由图5可知，前一级放大器子网络100中的工作晶体管的输出阻抗z
out,on
，经由串联电感l52与并联电感l51，与经过一个串联电容c51的前一级放大器子网络100中的截止晶体管输入阻抗z
in,off
相连，此时得到考虑截止晶体管寄生参数后的实际前一级放大器子网络100的输出阻抗z
inter,out
。
[0180]
由图5可知，后一级放大器子网络100中的工作晶体管的输入阻抗z
in,on
串联一个电容c52，与后一级放大器子网络100中的截止晶体管的输出阻抗z
out,off
经由串联的电感l54与并联的电感l53相连，此时得到考虑截止晶体管寄生参数后的后一级放大器子网络100的实际输入阻抗z
inter,in
。
[0181]zinter,out
，经过一个串联电容c53实现阻抗变换后，与z
inter,out
互为共轭阻抗。经过级间匹配网络进行阻抗变化后的阻抗，分别表示为：
[0182][0183][0184][0185]
在本发明中，晶体管的输入输出阻抗指的是子网络100中，晶体管的输入输出阻抗，从q11的基极看向子电路100的等效阻抗称为工作晶体管输入阻抗z
in，on
，从q12的集电极看向子电路100的等效阻抗称为工作晶体管输出阻抗z
out，on
，从q21的基极看向子电路100的等效阻抗称为截止晶体管输入阻抗z
in，off
，从q22的集电极看向子电路100的等效阻抗称为截止晶体管输出阻抗z
out，off
。参数值获取方式如上文所述，通过串并联电容、电感，实现阻抗变化，并写出相应的等效阻抗表达式。
[0186]
在本发明中，为了便于公式的表达，在图5中引入了两个点的等效阻抗。在公式(3)中，z
inter,out
为工作晶体管输出阻抗经过串联电感l52与并联电感l51之后，再与截止晶体管输入阻抗经过一个串联电容c51相连后，得到的等效阻抗。在公式(4)中，z
inter,in
为截止晶体管输出阻抗经过串联电感l54与并联电感l53之后，再与工作晶体管输入阻抗经过一个串联电容c52相连后，得到的等效阻抗。
[0187]
在本发明中，当源阻抗与输入阻抗互为共轭阻抗时，实现共轭匹配，共轭匹配可使源信号最大程度地传输到负载上，此时的信号功率增益最大。z
*inter,in
为由电容c53看向电容c52与电感l54连接端口的等效阻抗的共轭值。
[0188]
在本发明中，具体实现上，当信号从图2b所示的电路右侧端口输入，左侧端口输出时，定义其为发射模式。即当本发明的双向放大器对信号的处理模式由接收模式转换为发射模式时，通过偏置电压控制接收模式下的每对截止晶体管q21和q22变为工作晶体管，处于开启工作状态，以及控制接收模式下的每对工作晶体管q11和q12变为截止晶体管，处于关闭截止状态，即v
b11
＝off，v
b12
＝on。由于电路两条链路具有对称性，接收和发射模式下的匹配网络分析原理一致。在此不再赘述。
[0189]
由此可见，本发明提供的对称型双向放大器，通过将晶体管不同工作状态下的寄生参数融入匹配电路设计，实现将接收和发射功能融入同一放大器，通过偏置电流切换模式，从而实现消除通信系统中单刀双掷开关的目的。
[0190]
与现有技术相比较，本发明提供的基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器，具有如下有益效果：
[0191]
1、本发明可以在保证接收、发射链路之间拥有良好隔离度的情况下，消除系统中原有的单刀双掷开关，为收发系统的小型化提供了支持；
[0192]
2、本发明的应用，避免了开关插入损耗对接收链路中噪声系数的影响，优化了系统的灵敏度；
[0193]
3、本发明的应用，避免了开关插入损耗对发射链路中输出功率的影响，优化了系统的线性度。
[0194]
综上所述，与现有技术相比较，本发明提供的一种基于寄生参数融合匹配技术的双向放大器，其设计科学，采用了新型对称双向放大器匹配技术，将晶体管开启和截止状态下不同的寄生参数融入匹配电路设计，实现了接收和发射链路匹配网络的共享，能够消除通信系统中的单刀双掷开关，减小芯片的面积，具有较好的应用前景，具有重大的实践意义。
[0195]
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。