一种双向CLLC谐振变换器的同步整流方法与流程

一种双向cllc谐振变换器的同步整流方法
技术领域
1.本发明涉及双向dc-dc变换器技术领域，具体为一种双向cllc 谐振变换器的同步整流方法。


背景技术：

2.在双碳目标的背景下，光伏、风电等新能源大量接入电网，新能 源发电在减少碳排放的同时，也给电网带来了各种不稳定的因素。储 能单元由于其既可作为负载又可作为电源的双重特性，在电网的调压 调频中扮演着重要角色。双向dc-dc变换器是连接储能单元和直流 微电网之间的桥梁，双向dc-dc变换器的性能直接决定了储能技术 的发展。
3.近年来，在众多的双向dc-dc变换器中，双向cllc谐振变换 器由于其具有良好的软开关特性和宽电压输出范围的优点引发了广 泛关注。双向cllc谐振变换器由逆变桥、整流桥、高频变压器、谐 振腔四部分组成。高开关频率下的逆变桥和整流桥通常采用功率 mosfet或sic mosfet作为功率半导体开关，整流桥工作时，在 电流不是非常高的情况下，mosfet反并联体二极管的导通压降要 大于mosfet的通态压降，因此如果利用mosfet的反并联体二极 管进行整流，就会造成很大的通态损耗，不利于变换器工作效率的提 高。如果使整流侧的mosfet工作在同步整流状态，就可以解决这 一问题，进一步提高变换器的效率。因此，实现双向cllc谐振变换 器精准的同步整流控制具有重要的研究意义。


技术实现要素：

4.本发明的目的是提供一种应用于双向cllc谐振变换器的同步 整流控制方法。此方法克服了传统硬件检测电路会带来附加损耗的问 题，也避免了精准时域建模计算同步整流信号时参数鲁棒性差的缺 点，简化了控制过程，提高了变换器的运行效率。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种双向cllc谐 振变换器的同步整流方法，包括如下步骤：
6.步骤1，在电压控制环路中得到电路的开关频率fs；采样低压侧 整流器的输出电压vo，将实测值vo与给定值v
oref
做差，再经过电压控 制器输出电压控制量v
control
，电压控制采用pi控制器，其中电压控制 量v
control
经压控振荡器后产生电路的工作开关频率fs；
7.步骤2，根据工作开关频率fs和公式(1)判断电路的工作状态， 根据开关频率fs将电路运行状态分为远谐振频率欠谐振状态记为 state1、谐振频率附近状态记为state2和远谐振频率过谐振状态记为 state3，三种运行状态频率范围为：
8.f
min
≤fs＜0.95fr，state1
9.0.95fr≤fs≤1.05fr，state2
10.1.05fr＜fs≤f
max
，state3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
11.其中公式(1)中，f
min
为开关频率范围内的最小开关频率，f
max
为开关频率范围内的最大开关频率。
12.步骤3，选取移相角电路采用定移相角变频控制方式运行； 移相角的选取范
围如公式(2)所示，其中 t
dead
＝100ns；
13.当fs＜fr14.当fs＞frꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
15.步骤4，根据移相角和公式(3)计算移相产生的占空比d
basis
； d
basis
的计算公式为：
16.当
17.当
18.步骤5，低压侧整流器同步整流控制软起动运行，开关s＝1；具 体过程如下：占空比从0开始在每个开关周期内以步长δd
softstart
增加 到d
softstart_final
，其中d
softstart_final
根据公式(4)求取，δd
softstart
根据公 式(5)求取；t
softstart
为同步整流软起动时间，此处取t
softstart
＝50ms， d
softstart_final
为t＝t
softstart
时开关管q5至开关管q8的占空比：
[0019][0020]dsoftstart_final
＝d
basis
，state2或state3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0021]
记t
step
为控制器计算步长，以时钟频率为150mhz的控制器为例， 取t
step
＝16.667ns，软起动步长δd
softstart
的计算公式为：
[0022][0023]
步骤6，当d＝d
softstart_final
时，同步整流软起动结束，此时开关 s＝2，开始对低压侧整流器进行最大效率点跟踪控制；
[0024]
步骤7，根据占空比d获得开关管q5至开关管q8的开关信号 v
gs5
至v
gs8
；低压侧开关管q5、开关管q8的导通时刻t
on
为高压侧开 关管q3的下降沿；低压侧开关管q6、开关管q7的导通时刻t
on
为高 压侧开关管q4的下降沿。
[0025]
优选的，所述步骤6的具体步骤如下：具体过程如下:
[0026]
步骤6.1，根据公式(6)计算电路的工作效率η：
[0027][0028]
公式(6)中，uo和io分别为输出侧直流电压和直流电流，u
in
和 i
in
分别为输入侧直流电压和直流电流。
[0029]
步骤6.2，谐振变换器工作在state1和state3时，占空比d如公 式(7)所示:
[0030]
d＝d
last
δd
mept
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0031]
公式(7)中δd
mept
为最大效率点跟踪控制中占空比的变化步长， d
last
为上一开关
周期的同步整流占空比，d
last
的初始值为d
softstart_final
； 如果执行公式(7)后工作效率η增加，则继续执行公式(7)，直到 d＝d
optimization
时停止，d
optimization
如图3中所示，表示同步整流过程的 最优占空比；谐振变换器工作在state2时，占空比d如公式(8)所 示：
[0032]
d＝d
softstart_final
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)。
[0033]
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
[0034]
本发明中的同步整流控制方法使得谐振变换器在全工作频率范 围内整流侧谐振电流都为断续状态，保证同步整流信号的开通时刻与 逆变侧的驱动信号有着严格的对应关系，大大增加了同步整流驱动脉 冲的准确性，避免了因同步整流信号开始时刻错误导致整流侧谐振电 流畸变，造成效率降低的问题，提高了可靠性。
[0035]
所提同步整流控制方法中无需对谐振变换器进行精准的建模，可 以使谐振腔中的谐振元件有着良好的参数鲁棒性，避免了硬件设计时 由于谐振元件的参数误差引起电路数学模型的变化，从而导致同步整 流信号占空比计算错误，因此具有良好的抗干扰能力。
附图说明
[0036]
图1为本发明所对应的双向cllc谐振变换器电路图；
[0037]
图2是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器同步整流控制方 法在正向能量流动模式的实现步骤图；
[0038]
图3为本发明中所提出的双向cllc谐振变换器从高压侧到低压 侧正向能量流动时的同步整流策略的实施例子波形图；图3(a)为对 高压侧逆变桥进行移相控制时开关管的驱动脉冲波形；图3(b)、 (c)、(d)分别为state1、state2、state3时低压侧谐振电流理论波形 和本发明所提同步整流信号波形。
具体实施方式
[0039]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方 案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部 分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普 通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
[0040]
请参阅图1-3，本发明提供一种技术方案：一种双向cllc谐振 变换器的同步整流方法，包括双向cllc谐振变换器，双向cllc谐 振变换器由逆变桥、整流桥、高频变压器和谐振腔组成，开关管q1、 开关管q2、开关管q3、开关管q4组成高压侧单相桥，桥臂中点串 入原边谐振电感l
r1
和原边谐振电容c
r1
，并与高频变压器t的原边相 连，其中lm为高频变压器的原边等效励磁电感。开关管q5、开关管 q6、开关管q7、开关管q8共同组成低压侧单相桥，桥臂中点串入 副边谐振电感l
r2
和副边谐振电容c
r2
，并与高频变压器t的副边相 连。v
dc_high
为高压侧直流电压，v
dc_low
为低压侧直流电压。c
f1
为高压 侧滤波电容，c
f2
为低压侧滤波电容。开关管q1至开关管q8均采用 功率mosfet或sicmosfet。
[0041]
双向cllc谐振变换器可以工作在正向能量流动模式和反向能 量流动模式。当正向能量流动模式时，能量从直流高压侧流向直流低 压侧，开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4组成逆变桥， 开关管q5、开关管q6、开关管q7、开关管q8组成整流桥；当反向 能量
流动模式时，能量从直流低压侧流向直流高压侧，开关管q5、 开关管q6、开关管q7、开关管q8组成逆变桥，开关管q1、开关管 q2、开关管q3、开关管q4组成整流桥。
[0042]
本发明中采用定移相角变频控制与最大效率点跟踪方法相结合 的控制方法，找到了加入移相控制后整流桥同步整流信号开通时刻与 逆变桥中开关管驱动信号的关系，可以在全工作频率范围内保证整流 桥开关管开通时刻的准确性，通过最大效率点跟踪控制的方式自动寻 找最优占空比d
optimization
。
[0043]
以正向能量流动模式为例，来说明整流桥的同步整流控制方法。 图2是本发明中正向能量流动模式下所提同步整流控制方法的原理 图。由电压控制环路得到电压控制量v
control
，v
control
作用于压控振荡器 输出谐振变换器高压侧逆变桥的开关频率fs，加入移相角后分别获 得高压侧逆变桥开关管q1至开关管q4的驱动信号vgs1、vgs2、vgs3 和vgs4。低压侧整流桥的开关管q5至开关管q8的驱动信号产生办 法为：首先，由高压侧逆变桥开关管q3和开关管q4的驱动信号vgs3 和vgs4的下降沿分别得到低压侧开关管q5、开关管q8的开始导通 时刻t
on
和低压侧开关管q6、开关管q7的开始导通时刻。其次，由 给定的移相角计算出移相产生的占空比d
basis
。再者，根据电路不同 的运行状态statex(x＝1，2，3)，进行对应的同步整流控制。图2中单 刀双掷开关记为s，当t＜t
softstart
时，s＝1，进行同步整流控制的软 起动过程；当t＞t
softstart
时，s＝2，搜索基于最大效率点跟踪控制的 同步整流桥开关管最优占空比。最后，开关管q5至开关管q8以最 优占空比进行同步整流控制；
[0044]
以正向能量流动模式为例，本发明所提控制策略的完整步骤如 下：
[0045]
步骤1，在电压控制环路中得到电路的开关频率fs；采样低压侧 整流器的输出电压vo，将实测值vo与给定值v
oref
做差，再经过电压控 制器输出电压控制量v
control
，电压控制采用pi控制器，其中电压控制 量v
control
经压控振荡器后产生电路的工作开关频率fs；
[0046]
步骤2，根据工作开关频率fs和公式(1)判断电路的工作状态， 根据开关频率fs将电路运行状态分为远谐振频率欠谐振状态记为 state1、谐振频率附近状态记为state2和远谐振频率过谐振状态记为 state3，三种运行状态频率范围为：
[0047]fmin
≤fs＜0.95fr，state1
[0048]
0.95fr≤fs≤1.05fr，state2
[0049]
1.05fr＜fs≤f
max
，state3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0050]
步骤3，选取移相角电路采用定移相角变频控制方式运行； 移相角的选取范围如公式(2)所示，其中 t
dead
＝100ns；
[0051]
当fs＜fr[0052]
当fs＞frꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0053]
步骤4，根据移相角和公式(3)计算移相产生的占空比d
basis
； d
basis
的计算公式为：
[0054]
当
[0055]
当
[0056]
步骤5，低压侧整流器同步整流控制软起动运行，此时图2中的 开关s＝1；具体过程如下：占空比从0开始在每个开关周期内以步长 δd
softstart
增加到d
softstart_final
，其中d
softstart_final
根据公式(4)求取， δd
softstart
根据公式(5)求取；t
softstart
为同步整流软起动时间，此处取 t
softstart
＝50ms，d
softstart_final
为t＝t
softstart
时开关管q5至开关管q8的占 空比：
[0057][0058]dsoftstart_final
＝d
basis
，state2或state3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0059]
记t
step
为控制器计算步长，以时钟频率为150mhz的控制器为例， 取t
step
＝16.667ns，软起动步长δd
softstart
的计算公式为：
[0060][0061]
步骤6，当d＝d
softstart_final
时，同步整流软起动结束，此时开关 s＝2，开始对低压侧整流器进行最大效率点跟踪控制，具体过程如 下:
[0062]
步骤6.1，根据公式(6)计算电路的工作效率：
[0063][0064]
步骤6.2，谐振变换器工作在state1和state3时，占空比d如公 式(7)所示:
[0065]
d＝d
last
δd
mept
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0066]
公式(7)中δd
mept
为最大效率点跟踪控制中占空比的变化步长， d
last
为上一开关周期的同步整流占空比，d
last
的初始值为d
softstart_final
； 如果执行公式(7)后工作效率η增加，则继续执行公式(7)，直到 d＝d
optimization
时停止，d
optimization
如图3中所示，表示同步整流过程的 最优占空比；谐振变换器工作在state2时，占空比d如公式(8)所 示：
[0067]
d＝d
softstart_final
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0068]
步骤7，根据占空比d获得开关管q5至开关管q8的开关信号 v
gs5
至v
gs8
；说明：低压侧开关管q5、开关管q8的导通时刻t
on
为高 压侧开关管q3的下降沿；低压侧开关管q6、开关管q7的导通时刻 t
on
为高压侧开关管q4的下降沿。
[0069]
图3是本发明中所提出的双向cllc谐振变换器从高压侧到低压 侧正向能量流动时的同步整流策略的实施例子波形图，其中(a)图 为高压侧开关管的驱动脉冲，其中开关管q1超前开关管q4角度开关管q1和开关管q2互补导通，开关管q3和开关管q4互补导通， 同一桥臂上下开关管间加一死区时间，ts为开关周期。(b)图为变 换器工作在state1时低压侧谐振电流和同步整流信号波形，为了直观 的观察驱动脉冲的位置，将开关管q6和开关管q7的驱动脉冲信号 以时间轴镜像反转。其中v
gs58
为低压侧开关管q5和开关管q8的驱 动
信号，v
gs67
为开关管q6和开关管q7的驱动信号，i
lrs
为低压侧谐 振电流，t
mept
为最大效率点跟踪过程的持续时间，state1状态下 d
softstart_final
小于最优占空比d
optimization
，t＝t
softstart
时，要依据效率进行 最大效率点跟踪控制。(c)图为变换器工作在state2时的理论波形， 同步整流信号占空比增大到d
softstart_final
，在此状态下t＝t
softstart
时 d
softstart_final
＝d
optimization
，之后不再进行最大效率点跟踪控制。(d)图 为变换器工作在state3状态，此种状态与state1状态类似，d
softstart_final
小于最优占空比d
optimization
，要进行最大效率点跟踪控制。
[0070]
上述描述是针对双向cllc谐振变换器从高压侧到低压侧正向 能量流动时的同步整流策略实施过程。在双向cllc谐振变换器反向 能量流动时，其同步整流策略实施过程同样也适用，只是整流桥在高 压侧，由开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4组成，逆变 桥在低压侧，由开关管q5、开关管q6、开关管q7、开关管q8组成。
[0071]
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术 人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这 些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权 利要求及其等同物限定。