一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法与流程

1.本发明涉及多相电机控制技术领域，尤其涉及一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法。


背景技术：

2.随着电力电子变换器的广泛应用，电机驱动系统不再受传统三相电源相数的限制，多相电机驱动系统受到广泛关注，六相电机因其与传统三相电机的紧密联系而受到越来越多的关注。相较于传统的三相电机调速系统，多相电机变频调速系统能够利用低压器件提高电机功率，不仅能够有效减小电机输出转矩脉动，而且拥有较好的容错性，以及更多的控制自由度等优点。因此，在要求大功率、高可靠性、高性能的应用场合，如船舰推进、电动汽车、风力发电及航空航天等。多相电机驱动系统正受到越来越多的关注。其中，相移30
°
的双三相电机，它有两组带有隔离中性点的三相绕组，在空间上相移30
°
，其转矩脉动较普通多相电机更小，具有更大的优势。
3.双三相pmsm由六相电压源逆变器驱动，功率管的开通和关断会在开关频率及其整数倍处产生集中的高频谐波，相比于三相五相电机，双三相电机中由于谐波低阻抗路径得存在，也导致了的谐波电压在双三相电机中产生的高频和低频电流谐波都要比三相电机大得多，因而双三相电机的电机损耗和电机高频噪音问题也比三相电机严重的多。双三相电机矢量控制系统为了更高的直流母线电压利用率，充分的体现多相电机自由度多得特点，大多采用矢量空间解耦坐标变换最大四矢量的调制方式，但是其产生的pwm开关序列并不是中心对称的，虽然减小了开关损耗的影响，但是谐波含量也会显著增加。


技术实现要素：

4.本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提出了一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法，来抑制双三相电机谐波大的问题，该调制方法分别从宏观角度的随机扩频调制技术和微观角度的改进型svpwm技术，在保证双三相电机矢量控制运行性能的前提下，显著的降低了相电流低频段及其高频段的谐波含量，并大大抑制了双三相电机谐波子平面的谐波幅值震荡问题，使电流频谱分布更加均匀。
5.一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法，包括以下步骤：
6.步骤1：根据空间解耦矩阵，把六相电压源逆变器的64个电压矢量映射到三个空间中，具体包括含有机电能量转换的α-β子空间、z1-z2子空间和零序子空间，其中α-β空间的电压矢量在电机运行过程中会产生电磁转矩，z1-z2空间的电压矢量会产生谐波不会产生电磁转矩，而零序子空间不参加电机的机电能量转换；按下式计算出α-β空间和z1-z2空间的电压分布：
[0007][0008]
式中，a＝e
jπ/6
；s表示逆变器的开关函数，si＝1代表上桥臂导通而下桥臂关断，si＝0则恰好相反，i＝a，b，c，u，v，w；u
dc
代表直流母线电压；u
α-β
和u
z1-z2
为α-β空间和z1-z2空间的参考电压幅值；
[0009]
根据电压矢量幅值的不同将电压矢量分为大矢量v
max
，中矢量v
mid1
，基本矢量v
mids
，小矢量v
min
四组形式，其幅值分别为：
[0010][0011]
步骤2：选择α-β空间中相邻最大四个电压矢量进行合成，通过分配四个电压矢量的作用时间，使四个电压矢量在一个控制周期内的z1-z2平面的电压分量为零，计算出四个电压矢量的作用时间，如下式：
[0012][0013]
式中，ts为开关周期，v
xy
为第y个电压矢量在x轴上的投影；ty为第y个电压矢量在一个pwm周期里的作用时间；t5为零矢量的作用时间；与为α-β子平面中的参考电压矢量；
[0014]
步骤3：在最大四矢量svpwm技术的基础上对零矢量分配方式和矢量作用时序进行调整，建立改进svpwm技术，对逆变器输出的谐波性能进行优化；
[0015]
步骤3.1：对零矢量进行选择与分配；
[0016]
在选择零矢量时，以在同一扇区中零矢量与相邻矢量相互变换过程中的开关次数最少而选取；
[0017]
步骤3.2：对有效矢量合成时序进行调整；
[0018]
改变后半个载波周期内有效矢量作用时序，有效矢量时序变换后，只有末尾零矢量随着相邻有效矢量变化而变化。调整之后，改进svpwm技术在前后半个后期其有效矢量不在关于零矢量中心对称，在一个载波周期内，其前后半个周期内矢量作用时序即开关变化一致，
[0019]
步骤4：将基于这种改进型svpwm技术与随机开关频率技术相结合，提出基于改进svpwm的混合式脉宽调制技术，实现了基于改进型svpwm的混合式脉宽调制。
[0020]
所述改进型svpwm技术通过把固定载波周期内有效矢量作用顺序改变而降低相电压开关频率及其奇数倍次的高次谐波幅值；所述随机开关频率调制技术随机变化载波周期来对高次谐波幅值抑制，随机开关频率技术使载波随机变化并不会影响载波周期内矢量的变化情况；
[0021]
所述混合式脉宽调制技术通过随机数发生函数产生均匀分布的随机数，与三角波发生器结合产生随机开关频率的三角波，把随机的开关频率替代原有的固定开关频率，并在其每个随机的开关周期内，进行扇区判断，根据所对应的扇区来选择4种零矢量的优先分配方式并把有效矢量作用时序进行变换，选择有效矢量进行时序的变换。
[0022]
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：
[0023]
本发明提供的一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法，通过把提出改进型svpwm和随机开关频率调制技术相结合来对双三相电机的谐波幅值进行抑制，该方法显著的降低了相电流的低频段及其高频段的谐波幅值，同时还将双三相电机z1-z2谐波子平面谐波幅值波动进行了大幅度抑制。所提出的技术既不会改变基波的特性，也不会在驱动器中使用额外的电路。
附图说明
[0024]
图1为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机电压矢量在α-β空间的电压矢量分布图；
[0025]
图2为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机电压矢量在z1-z2空间的电压矢量分布图；
[0026]
图3为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机采用连续型最大四矢量调制方式在第一扇区开关状态示意图；
[0027]
图4为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机采用连续型最大四矢量调制方式在第一扇区合成矢量空间示意图；
[0028]
图5为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机采用改进型最大四矢量调制方式在第一扇区开关状态示意图；
[0029]
图6为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机采用改进型最大四矢量调制方式在第一扇区合成矢量空间示意图；
[0030]
图7为本发明实施例提供的双y移30
°
六相电机采用混合式扩频调制技术合成原理示意图。
具体实施方式
[0031]
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
[0032]
一种基于谐波抑制的双三相电机混合式脉宽调制方法，在本实施例中所用电机为双三相永磁同步电机来测试本策略的有效性，所用双三相电机其额定功率为28kw，额定转速3000r/min，额定电流为50a，极对数为4，常规svpwm调制固定开关频率设为10khz，随机开
关频率的变化范围为[8k，12k]，驱动器直流侧输入电压v
dc
为340v。具体方法如下所示：
[0033]
步骤1：根据空间解耦矩阵，把六相电压源逆变器的64个电压矢量映射到三个子空间中。具体包括含有机电能量转换的α-β子空间、z1-z2子空间和零序子空间；其中α-β空间的电压矢量在电机运行过程中会产生电磁转矩，z1-z2子空间的电压矢量会产生谐波不会产生电磁转矩，而零序子空间不参加电机的机电能量转换。根据与其转换开关对应的64个电压矢量计算出α-β子平面和z1-z2子平面电压分布，按下式计算出α-β空间和z1-z2空间的电压分布，计算出的电压分布如图1和图2所示。
[0034][0035]
式中，a＝e
jπ/6
；s表示逆变器的开关函数，si＝1代表上桥臂导通而下桥臂关断，si＝0则恰好相反，i＝a，b，c，u，v，w；u
dc
代表直流母线电压；u
α-β
和u
z1-z2
为α-β空间和z1-z2空间的参考电压幅值；
[0036]
根据电压矢量幅值的不同将电压矢量分为大矢量v
max
，中矢量v
mid1
，基本矢量v
mids
，小矢量v
min
四组形式，其幅值分别为：
[0037][0038]
步骤2：根据电压矢量幅值的不同可以分为四组，选择α-β空间中相邻最大四个电压矢量进行合成，通过分配四个电压矢量的作用时间，使四个电压矢量在一个控制周期内的z1-z2平面的电压分量为零，计算出四个电压矢量的作用时间，为了尽可能的提高电压利用率且谐波可控，在α-β子平面使用最大四矢量svpwm的调制方式并令z1-z2子平面中的参考电压矢量为0。以图1所示参考电压矢量在扇区i的情况为例进行分析，其选择的有效电压矢量为v
45-v
41-v
9-v
11
，其他扇区依次类推。选定四个有效电压矢量后，合理分配四个电压矢量的作用时间，根据公式(1)可以计算出四个电压矢量及其零矢量的作用时间。
[0039][0040]
其中ts为开关周期；v
xy
为第y个电压矢量在x轴上的投影；t
x
为第x个电压矢量在一个载波周期里的作用时间；t5为零矢量的作用时间，与分别为α-β子平面中的参考电压
矢量，通过带入电压矢量幅值可以计算出四个电压矢量的作用时间及其零矢量的作用时间。
[0041]
步骤3：双三相电机svpwm技术包含60个有效矢量和4个零矢量，其中改变矢量的作用时序或改变零矢量的分配方式都会影响输出相电压的谐波特性，对于相电流的pwm谐波含量和分布特点也会产生特定的影响。因此，在最大四矢量svpwm技术的基础上对零矢量分配方式和矢量作用时序进行调整，建立改进svpwm技术，对逆变器输出的谐波性能进行优化；
[0042]
在一个载波周期内，将传统最大四矢量调制方式进行改进，改进型最大四矢量调制方式把4个零矢量插入位置进行优先选取利用，并改变后半周期有效矢量作用时序，重新组合到一起组成一种新的开关形式，具体选择方法如下：
[0043]
步骤3.1：确定零矢量在一个pwm周期内作用时间后，还需要选择合适的零矢量作用在恰当的位置。为了消除偶次谐波，需保证电压调制波为对称波形，传统的最大四矢量调制方式在确定每个矢量作用时间后，零矢量的选择是为了目标矢量在各个扇区开关转换次数最小选取。本策略为了尽量减少矢量变换中的开关动作次数，灵活运用四种零矢量，在选择零矢量时，以在同一扇区中零矢量与相邻矢量相互变换过程中的开关次数最少而选取，首尾零矢量都为v
00
(0，0，0，0，0，0),中间插入零矢量为v
77
(1，1，1，1，1，1),即电压各个矢量的作用顺序为v
00-v
1-v
2-v
3-v
4-v
77-v
4-v
3-v
2-v
1-v
77
，但是由于给定目标矢量在一个扇区中停留的时间长达数十到上百个pwm周期(视额定频率fn与载波周期ts的关系而定)。为了尽量减少开关动作次数，故本次策略灵活运用这4个零矢量，在选择首尾零矢量时，着重考虑在同一扇区中零矢量与相邻矢量相互变换过程中的开关次数最少。
[0044]
以合成电压矢量在第一扇区为例，临近v
45
矢量时选择v
07
零矢量，此时只有两个开关发生变化，同理插入的中间零矢量亦是如此。为了实现输出波形转矩脉动小，需采用连续调制最大四矢量的策略，即在一个pwm周期内，所有的开关均有动作，还需要第二个和第三个有效矢量之间插入一个零矢量，即v
45
与v
44
之间，目的为了保证每个pwm周期内每组开关都至少动作一次，插入的零矢量的选择需保证使两个有效矢量中相互转换过程中开关总次数最少，最后的各个矢量作用对应的开关状态如图3所示，作用顺序为v
77-v
55-v
45-v
07-v
44-v
64-v
70-v
64-v
44-v
07-v
45-v
55-v
77
，此方法跟传统最大四矢量调制顺序v
00-v
55-v
45-v
44-v
64-v
77-v
64-v
44-v
45-v
55-v
00
的零矢量选择与分配方式有所差别，相比于传统最大四矢量调制方式，此矢量作用时序转矩脉动小但其谐波含量几乎不变。
[0045]
表1各扇区零矢量选择和作用顺序
[0046][0047]
其中va为首端零矢量，vb为第二个和第三个有效矢量之间插入的零矢量，vc为中间零矢量，vd为尾端零矢量。由图4可以看出，在一个载波周期内，连续型最大四矢量调制方式
其有效矢量的作用时序关于零矢量v
70
中心对称，即有效矢量所对应的开关状态关于中间零矢量对称，故电机中相电压的波形也关于中间零矢量v
70
对称，因此相电压满足：
[0048]
v(t ts)＝v(t)
ꢀꢀ
(4)
[0049]
其中ts为一个载波周期，故相电压的周期为ts，其频率为：
[0050][0051]
式中，n＝1，2，3，4
…
，fs为载波频率，对于连续型最大四矢量svpwm调制技术，相电压的高低谐波集中在fs，2fs，3fs，4fs…
[0052]
步骤3.2：传统的连续型最大四矢量svpwm调制方式在一个载波周期内，有效矢量的作用时序关于中间零矢量中心对称，即有效矢量所对应的开关状态关于中间零矢量对称，故电机中相电压的波形也相对中间零矢量对称。相比之下，改进型的svpwm改变后半个载波周期内有效矢量作用时序，有效矢量时序变换后，只有末尾零矢量随着相邻有效矢量变化而变化。以第一扇区为例，如图5所示为改进型svpwm调制方式的开关状态示意图，此改进型的svpwm方法为把连续型最大四矢量调制方式后半个载波周期的有效矢量作用顺时序v
64-v
44-v
07-v
45-v
55
变换为v
55-v
45-v
07-v
44-v
64
，变换后，由于载波后半周期内矢量作用时序发生改变，故其对应的开关状态也随之变化。如图6为改进型svpwm调制方式合成电压矢量示意图，可以很明显看出有效矢量作用时序的改变并不会影响有效矢量作用时间，故合成电压矢量的大小即方向将不会受到影响。
[0053]
调整之后，改进svpwm技术在前后半个后期其有效矢量不在关于零矢量中心对称，在一个载波周期内，其前后半个周期内矢量作用时序即开关变化一致，这样所得新技术的相电压波形在一个载波周期内就变成了偶谐函数，这样消除了相电压开关频率及其奇数倍谐波幅值，同时，本策略把4种零矢量进行优先选择与分配，其根据有效矢量的变化而选取零矢量作用位置，故此有效矢量作用时序的改变几乎不会影响其整体开关次数的变化。
[0054]
在一个载波周期内，各矢量作用时许变为v
77-v
55-v
45-v
07-v
44-v
64-v
70-v
55-v
45-v
07-v
44-v
64-v
70
，改进svpwm技术在前后半个后期其有效矢量不在关于零矢量v
70
中心对称，在一个载波周期内，其前后半个周期内矢量作用时序即开关变化一致，这样所得新技术的相电压波形在一个载波周期内就变成了偶谐函数，改进后相电压满足：
[0055]
v(t 0.5ts)＝v(t)
ꢀꢀ
(6)
[0056]
其中ts为一个载波周期，由上式可以看出相电压调节周期变为0.5ts，其频率为：
[0057][0058]
式中，n＝1，2，3，4
…
，fs是载波频率。由上式可知，在开关状态改变之后，相电压的变化周期变为原来的一半，则相电压的pwm谐波频率则增加了一倍，故相故电压的高次谐波能量集中在2fs，4fs，6fs，8fs…
可以看出，相电压开关频率及其奇数倍谐波频率被消除。在一个载波周期内，改进型svpwm开关次数共为23次，而改进前连续型最大四矢量调制方式的开关次数为22次，因本策略灵活运用4种零矢量进行优先选取分配，故改进后开关次仅增加了一次。
[0059]
步骤4：上文提出改进型svpwm技术通过把固定载波周期内有效矢量作用顺序改变而大幅度地降低相电压开关频率及其奇数倍次的高次谐波幅值，但是这种改进型svpwm技
术对开关频率偶数倍次的谐波几乎没有影响。改进型svpwm技术是通过微观角度调整载波周期内矢量分配情况进行谐波抑制，而随机开关频率调制技术则可以从宏观角度整体随机变化载波周期来对高次谐波幅值抑制。随机开关频率技术使载波随机变化并不会影响载波周期内矢量的变化情况，两者相互独立，实现过程不存在相互耦合的关系，因此将基于这种改进型svpwm技术与随机开关频率技术相结合，提出基于改进svpwm的混合式脉宽调制技术，实现了基于改进型svpwm的混合式脉宽调制。其具体实现过程如图7所示.
[0060]
步骤4.1：在区域1中为改进型svpwm的实现过程，相比于连续型最大四矢量svpwm调制技术，改进后的svpwm改变了后半个周期有源矢量的序列，即所对应的开关状态也随之改变，故实现改进型svpwm调制方式，需要在每个扇区内确定对应的时间切换点，在时间切换点来改变开关的状态实现有效矢量的换序，其中时间切换点
①②③④⑤
及其与之对应的具体时间如图7区域3所示。在一个载波周期内，相比于传统连续型最大四矢量调制方式，改进svpwm调制方法其中有三个被修改的开关函数和三个不变的的开关函数。当v*位于第一扇区时，其开关状态以及时间切换点如图7区域三所示，开关状态函数sa，sv，sw与传统连续型最大四矢量调制方式开关状态相同，修改后的开关传递函数sb在时间点
①
处变为低电平，在时间点
⑤
处变为高电平，开关sc在时间点
①
变为高电平，时间点
②
变为低电平，开关sw在时间点
①
变为高电平，时间点
④
变为低电平。同理当矢量位于其它十一个扇区时，具体的时间切换点可以用同样的方法算出，具体时间切换点如表1所示：
[0061]
表2各扇区开关状态转换表
[0062][0063]
其中
①②③④⑤
代表时间切换点，
↑
代表变为高电平，
↓
代表变为低电平，根据图表的逻辑，可以在mcu中轻松实现每个载波周期内有效矢量时序的转换。
[0064]
步骤4.2：如图7区域2代表随机载波的生成过程，对相比于改进型svpwm调制方式，混合式扩频调制技术通过uniform random模块产生均匀分布的随机数，与三角波发生器结合产生随机开关频率的三角波，把随机的开关频率替代原有的固定开关频率，并在其每个随机的开关周期内，进行零矢量的优先选取和有效矢量作用时序的变换，这样就实现了基于改进型svpwm的混合式脉宽调制方式，该方法在改进的svpwm的基础上，进一步的降低了相电流低频段及其高频段的谐波含量，并大大抑制了谐波子平面的谐波震荡问题，使电流频谱分布更加均匀。
[0065]
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。