变换器的补偿电路、补偿方法及反激变换器与流程

1.本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种变换器的补偿电路、补偿方法及反激变换器。


背景技术：

2.反激变换器是一种绝缘式功率转换器，常用于输入和一个或多个输出之间的电流绝缘的交流至直流和直流至直流之间的转换。更确切地说，反激变换器是一个带有电感分裂的升压/降压变换器，构成一个变压器，使得电压比例与绝缘的额外优势相乘。反激变换器的电路结构简单，成本低，设计难度小，可靠性高，广泛应用于各种电子行业中。
3.通常在反激变换器的控制器中设置有过流保护单元，该过流保护单元在检测到反馈信号fb或者误差放大信号comp的电压值大于一固定阈值且持续一段时间后，会触发启动反激变换器的过流保护(ocp)。在这个过程中，由于在不同的输入电压下，对于同一个功率点，反激变换器的控制器所接收到的反馈信号fb的电压不一样，例如，在同等负载条件下，低压输入时，反馈信号fb的电压高；高压输入时，反馈信号fb的电压低。所以在反激变换器中通常还需要对输入电压进行补偿。
4.现有的一种过流保护的补偿方法主要利用如下公式实现：
5.i
peak_max
＝1-k*(v
i-v
i_min
)...................................(1)，
6.其中，i
peak_max
为反激变换器的过流保护阈值，k为补偿系数，vi为反激变换器实际的输入电压(即反激变换器正常工作时其输入端母线上的实际电压)，v
i_min
为系统(即反激变换器)工作时的最低输入电压。该补偿方法主要以低压输入时i
peak_max
标幺值为1来进行的说明，在高压输入时通过将i
peak_max
降低来实现补偿。该补偿方法虽然容易实现，但其仅是一种粗略的保护方法，即使是加入输入电压补偿，也难以实现整个输入电压范围内准确的过流保护，尤其是对于工作在临界导通模式(bcm)的反激变换器(含准谐振反激，zvs反激或acf反激)，此种补偿方法从原理上无法兼顾到整个输入电压范围，导致大范围输入电压下的过流保护精度比较差。
7.因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。


技术实现要素：

8.为了解决上述技术问题，本发明提供了一种变换器的补偿电路、补偿方法及反激变换器，可以在更大的输入电压范围内实现对反激变换器的过流保护补偿，且补偿精确度更高。
9.根据本公开第一方面，提供了一种变换器的补偿电路，包括：控制模块，用于根据与输入电压成比例的第一电流源确定采样时刻；
10.补偿信号生成模块，与所述控制模块连接，用于根据所述第二电流源在所述采样时刻获得与所述输入电压成反比例的补偿信号，所述补偿信号用以对变换器的过流保护阈值进行补偿。
11.可选地，所述第一电流源对第一电容器充电，且在所述第一电容器两端的电压达到第一参考电压时所述控制模块生成使能信号以确定所述采样时刻。
12.可选地，第一电流源用于提供与所述输入电压成比例的第一充电电流；
13.所述第一充电电流与所述输入电压成正比例。
14.可选地，所述控制模块还用于在所述第一电容器两端的电压达到第二参考电压时对所述第一电容器进行放电，所述第二参考电压的电压值大于所述第一参考电压的电压值。
15.可选地，所述控制模块包括：
16.所述第一电流源的输出端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接地；
17.比较器，第一输入端与所述第一电容器的第一端连接，第二输入端接收所述第一参考电压，所述比较器的输出端输出所述使能信号；
18.第一控制信号生成单元，输入端与所述第一电容器的第一端连接，所述第一控制信号生成单元用于在所述第一电容器两端的电压达到所述第二参考电压时生成第一控制信号；
19.第一开关管，与所述第一电容器并联连接，通过所述第一控制信号控制其开关状态。
20.可选地，所述补偿信号生成模块包括：
21.充放电单元，用于根据第二电流源对第二电容器进行充电；
22.采样保持单元，与所述充放电单元连接，用于在接收到所述使能信号时对所述第二电容器两端的电压进行采样保持，以获得所述补偿信号。
23.可选地，所述充放电单元包括：
24.第二电流源，与第一供电端连接，用于提供第二充电电流；
25.第二电容器，第一端与所述第二电流源的输出端连接，所述第二电容器的第二端接地；
26.第二控制信号生成单元，与所述控制模块连接，用于根据所述使能信号生成第二控制信号；
27.第二开关管，与所述第二电容器并联，通过所述第二控制信号控制其开关状态。
28.可选地，所述第二控制信号生成单元为或门逻辑电路，所述或门逻辑电路的第一输入端接收所述使能信号，所述或门逻辑电路的第二输入端接收所述第一控制信号，所述或门逻辑电路的输出端输出所述第二控制信号。
29.根据本公开第二方面，提供了一种反激变换器，包括：包含有原边绕组、副边绕组和辅助绕组的变压器；
30.连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
31.连接所述副边绕组的整流管和电压输出电路；以及
32.与所述功率开关管连接的原边控制器，
33.其中，所述原边控制器包括：
34.如上所述的变换器的补偿电路，所述补偿电路用于产生与输入电压成反比例的补偿信号；
35.计算模块，与所述补偿电路连接，用于将所述补偿信号代入预设的补偿公式以获得所述反激变换器的过流保护阈值。
36.可选地，所述原边控制器还包括：驱动控制模块，与所述计算模块连接，接收所述过流保护阈值和反激变换器的电感电流的采样信号，用于在所述采样信号达到所述过流保护阈值时控制所述功率开关管关断。
37.可选地，预设的所述补偿公式为：
[0038][0039]
以及将所述补偿信号代入预设的所述补偿公式后，
[0040][0041]
其中，i
peak_max
为所述过流保护阈值，k1为补偿系数，v
i_min
为所述反激变换器工作时的最低输入电压，k2为所述补偿电路中第一充电电流与输入电压之间的比例系数，c1为所述补偿电路中第一电容器的电容值，c2为所述补偿电路中第二电容器的电容值，i2为所述补偿电路中第二充电电流的电流值，vref为所述补偿电路中比较器的反相输入端所接收的第一参考电压，v
sh
为所述补偿信号。
[0042]
可选地，所述补偿系数等于最低输入电压下所述反激变换器的占空比，以使得所述反激变换器的输出电流与所述反激变换器的输入电压无关。
[0043]
可选地，所述原边控制器包括：
[0044]
电压采样管脚，经由第一电阻与所述辅助绕组的一端连接，经由第二电阻与所述辅助绕组的另一端连接；
[0045]
电流采样管脚，分别与采样电阻和偏置电流产生装置连接，
[0046]
其中，所述第一电阻和所述第二电阻中至少之一的电阻值可调。
[0047]
可选地，所述偏置电流产生装置包括第三电阻，所述第三电阻的一端与所述电流采样管脚连接，另一端与第二供电端连接；或者所述偏置电流产生装置为第三电流源。
[0048]
根据本公开第三方面，提供了一种过流保护的补偿方法，可应用于如上所述的反激变换器，该补偿方法包括：
[0049]
基于第一电流源和第二电流源提供与反激变换器的输入电压成反比例的补偿信号；
[0050]
根据所述补偿信号和预设的补偿公式计算获得所述反激变换器的过流保护阈值，以实现对反激变换器的过流保护。
[0051]
可选地，基于第一电流源和第二电流源提供与反激变换器的输入电压成反比例的补偿信号包括：
[0052]
于反激变换器的每个开关周期开始时利用与输入电压成比例的第一电流源对第一电容器进行充电，并确定所述第一电容器两端的电压达到第一参考电压的第一时刻；
[0053]
于反激变换器的每个开关周期开始时利用第二电流源对第二电容器进行充电；以及
[0054]
于第一时刻对所述第二电容器两端的电压进行采样保持，获得所述补偿信号。
[0055]
可选地，所述补偿方法还包括：
[0056]
在所述第一电容器两端的电压达到第二参考电压时对所述第一电容器进行放电；
[0057]
在对所述第二电容器两端的电压进行采样保持后对所述第二电容器进行放电。
[0058]
可选地，根据所述补偿信号和预设的补偿公式计算获得所述反激变换器的过流保护阈值包括：
[0059]
将所述补偿信号代入预设的补偿公式中，计算获得所述过流保护阈值，预设的所述补偿公式为：
[0060][0061]
其中，k1为补偿系数，所述补偿系数等于最低输入电压下所述反激变换器的占空比。
[0062]
本发明的有益效果是：本发明公开了一种变换器的补偿电路、补偿方法及反激变换器，通过第一电流源和第二电流源分别对不同电容器的等时间充电来获得与反激变换器的输入电压成反比例的补偿信号，再经由该补偿信号对反激变换器的过流保护阈值进行补偿，进而可获得与呈线性关系的过流保护阈值，相对于现有技术中与vi呈线性关系的过流保护阈值，本发明的补偿精度更高。
[0063]
另一方面，本发明中通过将补偿公式中的补偿系数设置为与反激变换器系统最低输入电压下的占空比相等，进而可获得与输入电压无关的输出电流，使得本发明能够在更大的输入电压范围内实现对反激变换器的过流保护补偿。
[0064]
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
[0065]
图1示出根据本公开第一实施例提供的反激变换器的结构示意图；
[0066]
图2示出根据本公开实施例提供的反激变换器中变换器的补偿电路的结构示意图；
[0067]
图3示出根据本公开实施例提供的补偿电路中各信号的时序波形图；
[0068]
图4示出根据本公开第二实施例提供的反激变换器的结构示意图；
[0069]
图5示出根据本公开实施例提供的反激变换器过流保护的补偿方法的流程示意图。
具体实施方式
[0070]
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
[0071]
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
[0072]
参考图1和图4，本公开中的反激变换器包括：包含有原边绕组n
p
、副边绕组ns和辅助绕组na的变压器tr，连接原边绕组n
p
的电压输入电路，连接副边绕组ns的电压输出电路，
与原边绕组n
p
连接的功率开关管sw、采样电阻rs、原边控制器3，与副边绕组ns连接的整流管d2，以及与原边控制器3连接的反馈模块4。
[0073]
其中，电压输入电路包括整流器2和输入电容c1，整流器2可通过第一连接端口1与外部电源连接，方便电源提供电能至反激变换器。该电源可以包括但不限于，电网、发电机、变压器、电池、太阳能板、风力涡轮、再生制动系统、液压或风力发电机，或能够将电能提供至反激变换器的任何其它形式的装置。
[0074]
进一步地，电压输入电路还包括在变压器tr的初级绕组n
p
的同名端和异名端之间还设置有电阻r1、电容c2和二极管d1。其中，电阻r1和电容c2相互并联后连接于初级绕组n
p
的异名端与二极管d1的阴极之间，二极管d1的阳极与初级绕组n
p
的同名端连接。如此，能够吸收初级绕组n
p
的漏感电流，提高了系统性能。
[0075]
电压输出电路包括输出电容co，该输出电容co可通过第二连接端口5与负载连接，负载接收反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器的子部件、反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
[0076]
在图2中，负载等效的表示为负载电阻r
l
，并以虚线表示。
[0077]
功率开关管sw的第一功率端与原边绕组n
p
的同名端连接，功率开关管sw的第二功率端通过采样电阻rs与参考地连接。在一个可能的实施例中，功率开关管sw如采用nmos的场效应晶体管，其第一功率端为nmos的场效应晶体管的漏极，其第二功率端为nmos的场效应晶体管的源极，其控制端为nmos的场效应晶体管的栅极。
[0078]
原边控制器3至少包括vs(电压采样)管脚、drv(控制信号输出)管脚、cs(电感电流采样)管脚和fb(反馈信号输入)管脚。原边控制器3的vs管脚经由第一电阻r2与辅助绕组na的一端连接，经由第二电阻r3与辅助绕组na的另一端连接，drv管脚与功率开关管sw的栅极连接连接，cs管脚与功率开关管sw的源极和采样电阻rs连接。原边控制器3的fb管脚经由隔离器件(例如为光电隔离器件)41与反馈模块4连接。
[0079]
反馈模块4还与反激变换器的输出端连接，用于根据反激变换器的输出电压vo生成反馈信号fb。
[0080]
可选的，本实施例整流管d2选用为二极管，且整流管d2的阳极与副边绕组ns的同名端连接，整流管d2的阴极与反激变换器的输出端连接。可以理解的是，在本公开的其它实施例中，整流管d2还可选用为如nmos的场效应晶体管，其漏极与副边绕组ns的异名端连接，其源极与参考地连接，其栅极与配套的同步整流控制器连接。
[0081]
本公开中，原边控制器3包括：变换器的补偿电路(本文中简称为补偿电路)31、计算模块32和驱动控制模块33。
[0082]
其中，补偿电路31用于生成与反激变换器的输入电压vi成反比例的补偿信号v
sh
。
[0083]
参考图2，本实施例中，补偿电路31进一步包括：控制模块311和补偿信号生成模块312。
[0084]
控制模块311用于在反激变换器的每个开关周期开始时根据与输入电压vi成比例的第一电流源i1获得采样时刻。本实施例中，第一电流源i1与输入电压vi之间的比例关系为：i1＝k2*vi。其中，k2为比例系数，且k2为实数。具体的，与输入电压vi成比例的第一电流源i1用于对第一电容器c3进行充电，以及在第一电容器c3两端的电压达到第一参考电压vref时，控制模块311生成使能信号以确定采样时刻。
[0085]
进一步的，控制模块311还用于在第一电容器c3两端的电压达到第二参考电压vdd时对第一电容器c3进行放电。如此，可以避免对第一电容器c3的无限期充电，还可以确保在反激变换器的每个开关周期开始时第一电容器c3两端的电压为零，进而方便在每个开关周期中对第一电容器c3的充电量是否达到第一参考电压vref进行确定，有助于提高确定结果的准确性。
[0086]
示例性的，控制模块311包括：第一电流源i1、第一电容器c3、比较器3112、第一控制信号生成单元3111和第一开关管q1。第一电流源i1与第一供电端vcc连接，用于提供与输入电压vi成比例的第一充电电流，具体的，第一充电电流与输入电压vi成正比例；第一电容器c3的第一端与第一电流源i1的输出端连接，第一电容器c3的第二端与参考地连接；比较器3112的正相输入端与第一电容器c3的第一端连接，比较器3112的反相输入端接收第一参考电压vref，比较器3112的输出端输出使能信号。第一控制信号生成单元3111的输入端与第一电容器c3的第一端连接，第一控制信号生成单元3111用于在第一电容器两端的电压达到第二参考电压vdd时生成第一控制信号；第一开关管q1的与第一电容器c3并联连接，第一开关管q1的栅极接收第一控制信号，以基于第一控制信号导通/关断。可选的，本实施例中第一开关管q1为nmos场效应晶体管。
[0087]
进一步的，第二参考电压vdd的电压值大于第一参考电压vref的电压值。具体的，第二参考电压vdd的电压值稍大于所述第一参考电压vref的电压值，以使得第一电容两端的电压在达到采样时刻后，在较短的时间内达到第二参考电压的值，以对第一电容的两端电压进行复位。
[0088]
补偿信号生成模块312与控制模块311连接，用于根据第二电流源i2在采样时刻获得与输入电压vi成反比例的补偿信号v
sh
，该补偿信号v
sh
用以对反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
进行补偿。本实施例中，补偿信号生成模块312进一步包括：充放电单元3121和采样保持单元3122。
[0089]
充放电单元3121与控制模块311连接，用于在反激变换器的每个开关周期开始时根据第二电流源i2对第二电容器c4进行充电。
[0090]
进一步的，充放电单元3121还用于在接收到使能信号时对第二电容器c4进行放电。如此，可以确保在反激变换器的每个开关周期开始时第二电容器c4两端的电压也为零，进而使得在每个开关周期开始时第一电容器c3和第二电容器c4的初始电压值相同，也方便在接收到使能信号时对第二电容器c4的充电量进行确定。换言之，本公开中在每个开关周期的开始时刻将第一电容器c3和第二电容器c4两端的电压均放电至零，可以在该开关周期内更方便、快速的确定出同等时间内第一电容器c3和第二电容器c4各自的充电量。
[0091]
示例性的，充放电单元3121包括：第二电流源i2、第二电容器c4、第二控制信号生成单元3123和第二开关管q2。第二电流源i2与第一供电端vcc连接，用于提供第二充电电流；第二电容器c4的第一端与第二电流源i2的输出端连接，第二电容器c4的第二端与参考
地连接；第二控制信号生成单元3123与控制模块311连接，用于根据使能信号生成第二控制信号；第二开关管q2与第二电容器c4并联连接，第二开关管q2的栅极接收第二控制信号，以基于第二控制信号导通/关断。可选的，本实施例中第二开关管q2为nmos场效应晶体管。
[0092]
本实施例中，第二控制信号生成单元3123具体为或门逻辑电路，该或门逻辑电路的第一输入端接收使能信号，该或门逻辑电路的第二输入端接收第一控制信号，该或门逻辑电路的输出端输出第二控制信号。
[0093]
采样保持单元3122分别与控制模块311和充放电单元3121连接，用于在接收到使能信号时即采样时刻对第二电容器c4两端的电压进行采样保持，以获得补偿信号v
sh
。
[0094]
示例性的，采样保持单元3122的输入端接收使能信号，采样端与第二电容器c4的第一端连接，输出端输出补偿信号v
sh
。
[0095]
参考图3，本实施例中，补偿电路31的工作原理如下：
[0096]
在t0时刻，也即反激变换器的一个开关周期的开始时刻，第一控制信号(记为vgs_q1)和第二控制信号(记为vgs_q2)均为低电平，第一开关管q1和第二开关管q2均处于关断状态。以及第一电容器c3两端的电压(记为v
c3
)和第二电容器c4两端的电压(记为v
c4
)均为零。此时，第一电流源i1开始对第一电容器c3进行充电，同时第二电流源i2开始对第二电容器c4进行充电。
[0097]
在t0～t1时间段内，第一电流源i1持续对第一电容器c3进行充电，第二电流源i2持续对第二电容器c4进行充电。
[0098]
在t1时刻，第一电流源i1对第一电容器c3的充电量达到第一参考电压vref的对应值，也即第一电容器c3两端的电压v
c3
从零达到第一参考电压vref，表明该时刻即为采样时刻。此时，比较器3112的输出端输出高电平的使能信号，进而触发采样保持单元3122于该时刻对第二电容器c4两端的电压v
c4
进行采样保持，以获得补偿信号v
sh
。同时，由于或门逻辑电路的第一输入端接收高电平的使能信号，进而于其输出端输出高电平的第二控制信号，控制第二开关管q2导通，开始对第二电容器c4进行放电。
[0099]
本实施例中，基于补偿电路31的工作原理可以得出如下公式：
[0100][0101][0102]
其中，t1为第一电容器c3两端的电压v
c3
被从零充电至第一参考电压vref的时间，c1为第一电容器的电容值，vref为第一参考电压的电压值，i1为第一充电电流的电流值，k为输入电压转换为第一充电电流的比例系数，vi为输入电压的实际电压值，v
sh
为采样保持单元3122在t1时刻采样获得的第二电容器c2两端的电压值，也为补偿信号，i2为第二充电电流的电流值，c2为第二电容器的电容值。
[0103]
在公式(3)中，i2、c1、vref、k和c2均为常量。进而可得出，补偿信号v
sh
包括和呈线性比例的分量。
[0104]
在t1～t2时间段内，第一控制信号vgs_q1为低电平，第一电流源i1继续对第一电容器c3进行充电。第二控制信号vgs_q2为高电平，第二开关管q2持续对第二电容器c4进行
放电。
[0105]
在t2时刻，第一电流源i1对第一电容器c3的充电量达到第二参考电压vdd的对应值，也即第一电容器c3两端的电压v
c3
达到第二参考电压vdd。此时，第一电容器c3两端的电压v
c3
触发第一控制信号产生单元3111开始运行并生成高电平的第一控制信号，控制第一开关管q1导通，开始对第一电容器c3进行放电。
[0106]
在t2～t3时间段内，第一控制信号vgs_q1为高电平，第一开关管q1持续对第一电容器c3进行放电。由于或门逻辑电路的第二输入端接收高电平的第一控制信号，进而于其输出端继续输出高电平的第二控制信号，继续对第二电容器c4进行放电。
[0107]
在t3时刻，新的开关周期开始，第一电容器c3两端的电压v
c3
和第二电容器c4两端的电压v
c4
均为零。此时，第一电流源i1开始对第一电容器c3进行充电，同时第二电流源i2开始对第二电容器c4进行充电。
[0108]
需要说明的时，本发明中所示出的根据电流源对相应的电容器进行充放电来获得采样时刻以及补偿信号的方式仅是示例性的。本领域技术人员在不付出创造性劳动的前提下所能想到的采用其它常规的方式来根据电流源获得变化的电压信号，并基于该变化的电压信号与预设参考电压进行比较进而获得采样时刻以及补偿信号的，也应在本发明的保护范围之内。
[0109]
本公开中，计算模块32与补偿电路31连接，用于将补偿信号v
sh
代入预设的补偿公式以获得反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
。
[0110]
示例性的，以系统工作时的最低输入电压v
i_min
下的过流保护阈值i
peak_max
的标幺值(归一化)为1为例，则计算模块32中预设的补偿公式如下：
[0111][0112]
其中，i
peak_max
为反激变换器的过流保护阈值，k1为补偿系数，vi为反激变换器实际的输入电压(即反激变换器正常工作时其输入端母线上的实际电压)，v
i_min
为系统工作时的最低输入电压。
[0113]
结合公式(3)和公式(4)可得：
[0114][0115]
在公式(5)中，由于补偿信号v
sh
是与呈线性关系的，进而过流保护阈值i
peak_max
与也呈一定的线性关系。
[0116]
根据反激变换器的工作原理，若假设本实施例中反激变换器在临界导通模式下的占空比为d，则反激变换器的输出电流i
out
的过流阈值i
out_max
的计算公式如下：
[0117][0118]
其中，i
out_max
为反激变换器的输出电流的过流阈值，n为变压器tr中原边绕组n
p
和副边绕组ns的匝数比。
[0119]
假设最低输入电压v
i_min
下反激变换器的占空比为d
max
，则临界导通模式下，占空比d和实际输入电压vi之间的关系式为：
[0120][0121]
结合公式(6)和公式(7)，则不同输入电压vi下反激变换器的输出电流的过流阈值i
out_max
的计算公式为：
[0122][0123]
由公式(8)可以得出，当补偿系数k1＝d
max
时，反激变换器的输出电流的过流阈值i
out_max
将恒等于0.5*(1-d
max
)*n，而不受反激变换器的具体输入电压vi的影响。进而，本发明实施例中通过将补偿系数k1设置为与反激变换器系统最低输入电压v
i_min
下的占空比d
max
相等，可使得输出电流的过流阈值i
out_max
与输入电压vi无关，使得本发明能够在更大的输入电压范围内实现对反激变换器的过流保护。结合公式(5)和公式(8)，此时，计算模块32中预设的补偿公式如下：
[0124][0125]
由公式(9)可知，反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
可看做由直流分量(1-dmax)和v
sh
的线性比例分量的线性比例分量两部分叠加组成。
[0126]
需要说明的是，在本发明的部分实施例中，反激变换器系统最低输入电压v
i_min
下的占空比d
max
的数值相对固定，可在芯片内部将公式(9)中的d
max
设为常量，例如为0.5或其它数值。此时，可基于补偿电路31获取的补偿系数v
sh
和常量d
max
计算反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
。
[0127]
在本发明的另一部分实施例中，反激变换器系统最低输入电压v
i_min
下的实际占空比d
max
不是按照芯片内部的设定值设计的(即反激变换器的占空比d
max
不等于芯片内部的设定值)，此时还需要对反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
进行微调，也即需要对反激变换器的过流保护阈值i
peak_max
的直流分量(1-dmax)和线性比例分量两部分进行微调。
[0128]
具体的，参考图4，可在原边控制器3的电流采样管脚cs上叠加一固定的偏置电流产生装置来等效的实现对直流分量(1-dmax)的微调。以及，设置与原边控制器3的电压采样管脚vs连接的第一电阻r2和第二电阻r3中至少之一的电阻值可调，当调整第一电阻r2和第二电阻r3中至少之一的电阻值时，相等于改变了输入电压vi与第一电流源i1的实际比例系数k，进而可等效的实现对线性比例分量的微调。最终可等效微调了由于d
max
所引起误差部分。如此，可以进一步的提高对过流保护阈值i
peak_max
的补偿的准确性。
[0129]
可选的，叠加在原边控制器3的电流采样管脚cs上的偏置电流产生装置包括第三电阻r4，该第三电阻r4的一端与电流采样管脚cs连接，另一端与第二供电端vdd连接；或者叠加在原边控制器3的电流采样管脚cs上的偏置电流产生装置为第三电流源。
[0130]
可以理解的是，计算模块32所输出的过流保护阈值可为与峰值电流i
peak
对应的电流阈值i
peak_max
，也可为基于峰值电流i
peak
和反馈信号fb之间的转换关系对电流阈值i
peak_max
转换后的对应反馈信号fb的电压阈值，或其他等效阈值，本发明对此不做限定。
[0131]
本公开中，驱动控制模块33与计算模块32连接，接收计算模块32输出的过流保护阈值和反激变换器的电感电流的采样信号，用于在采样信号达到对应的过流保护阈值时控制功率开关管sw关断。
[0132]
具体的，驱动控制模块33设置有比较单元，该比较单元的一个输入端接收补偿计算模块32输出的过流保护阈值，另一个输入端接收采样获得的反激变换器的电感电流的采样信号(例如，该采样信号为经由原边控制器3的电流采样管脚cs采样的原边绕组n
p
的峰值电流i
peak
，或者为经由原边控制器3的反馈信号输入管脚fb采样的反馈信号等)，该比较单元可在该采样信号达到对应的过流保护阈值i
peak_max
时生成触发关断功率开关管sw的控制信号，进而实现反激变换器的过流保护。
[0133]
本发明所获得的过流保护阈值i
peak_max
与输入电压vi成比例关系，进而可以提高对反激变换器进行过流保护补偿时的补偿精度。同时，基于本发明中的过流保护阈值i
peak_max
，可在反激变换器运行时获得恒定的输出电流的过流阈值i
out_max
而与输入电压vi无关，有助于在更大的输入电压范围内实现对反激变换器的过流保护补偿。
[0134]
进一步的，本发明还公开一种过流保护的补偿方法，该补偿方法可应用于如图1至图4中所描述的反激变换器。
[0135]
如图5所示，本实施例中该补偿方法包括执行步骤s01和步骤s02。
[0136]
在步骤s01中，基于第一电流源和第二电流源提供与反激变换器的输入电压成反比例的补偿信号。
[0137]
步骤s01进一步包括：于反激变换器的每个开关周期开始时利用与输入电压成比例的第一电流源对第一电容器进行充电，并确定第一电容器两端的电压达到第一参考电压的第一时刻；于反激变换器的每个开关周期开始时利用第二电流源对第二电容器进行充电；以及于第一时刻对第二电容器两端的电压进行采样保持，获得补偿信号。
[0138]
进一步的，补偿方法还包括：在第一电容器两端的电压达到第二参考电压时对第一电容器进行放电；在对第二电容器两端的电压进行采样保持后对第二电容器进行放电。具体可参考前述对图2和图3中对补偿电路31的描述进行理解，此处不再赘述。
[0139]
在步骤s02中，根据补偿信号和预设的补偿公式计算获得所述反激变换器的过流保护阈值，以实现对反激变换器的过流保护。
[0140]
步骤s02进一步包括：将补偿信号和补偿系数代入预设的补偿公式中，计算获得过流保护阈值，其中，补偿系数等于最低输入电压下反激变换器的占空比。具体可参考前述对计算模块32的描述进行理解，此处不再赘述。
[0141]
综上，本发明通过第一电流源和第二电流源分别对不同电容器的等时间充电来获得与反激变换器的输入电压成反比例的补偿信号，再经由该补偿信号对反激变换器的过流
保护阈值进行补偿，进而可获得与呈线性关系的过流保护阈值，相对于现有技术中与vi呈线性关系的过流保护阈值，本发明的补偿精度更高。
[0142]
另一方面，本发明中通过将补偿公式中的补偿系数设置为与反激变换器系统最低输入电压下的占空比相等，进而可获得与输入电压无关的输出电流，使得本发明能够在更大的输入电压范围内实现对反激变换器的过流保护补偿。
[0143]
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。