一种光域非线性失真补偿的硅基调制器芯片及其非线性失真补偿方法与流程

1.本发明属于硅基调制器芯片设计领域，具体涉及一种光域非线性失真补偿的硅基调制器芯片及其非线性失真补偿方法。


背景技术：

2.在基于模拟光链路的无线通信中，需要通过电光调制器将发射或接收到的微波信号调制到光载波上进行传输、处理和探测，如常见的马赫-曾德尔调制器(mach-zehnder modulators,mzm)。然而在电光和光电转换的过程中存在着影响链路动态范围主要因素——非线性失真，非线性失真主要指电信号的谐波失真和交替失真。为了在模拟光通信链路中实现高保真度传输，光传输链路需要具有大动态范围。
3.影响链路动态范围的原因主要来自于两方面：1)调制器调制曲线的非线性(mzm的调制曲线是正弦的，不是线性的，因此在电光转换过程中会产生非线性失真)；2)射频放大器非线性(为了提高发射机的发射功率或者接收机的灵敏度，电信号通常需要经过一级或者多级射频放大器放大之后再调制到光载波上。由于射频放大器具有很强的非线性，因此又加剧了整个链路的非线性，降低了链路的动态范围)。目前提高模拟光链路动态范围的方法主要集中在如何抑制抑制调制器的电光转换非线性，而忽视了射频放大器对链路动态范围的影响。
4.硅基马赫曾德尔调制器(silicon-based mach-zehnder modulator,si-mzm)由于其高速、高消光比、低插入损耗、制作简单以及可以和目前的cmos工艺兼容等优点在光传输链路中应用非常广泛。然而，由于硅基调制器是基于载流子色散效应实现电光调制功能的，而该效应具有很强的非线性，为了提升硅基调制器的线性度，国内外专家学者提出了多种方案，例如，通过改变硅基调制器中调制臂的掺杂浓度来改变光场与电场的交叠区域实现高线性链路；也有使用光学非线性dc-kerr效应来补偿硅基调制器中载流子和正弦调制曲线的非线性，但是这两种办法改变了芯片代工厂的工艺流程，提高了芯片加工的复杂度与成本。另外，仿照并联mzm结构的铌酸锂高线性调制器的实现原理，也有通过调节硅基并联mzm的光功率分配比、偏置工作点以及调制小信号的光功率分配比来实现硅基高线性调制器，但是这种办法的操作复杂度较高，监测与控制变量较多。然而，上述线性化方案仅针对si-mzm本身，并未考虑如何同时抑制由射频放大器引入的非线性。因此在模拟光链路中，研究如何同时抑制射频放大器与si-mzm产生的非线性对于大幅度提升其链路动态范围是至关重要的。针对该问题，已发表的工作是基于电域预失真方法(通过在驱动电路中增加预失真电路，补偿射频放大器和调制器本身的非线性)实现链路的高动态范围。然而，该方法受限于电子芯片的带宽瓶颈等问题，整个链路的工作带宽仅为18ghz。目前硅基调制器的工作一般为40ghz，该方法极大地限制了整个链路的工作带宽。因此，设计一种新的非线性预失真补偿方法非常必要。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于克服现有技术的不足，本发明提出了一种光域非线性失真补偿的硅基调制器芯片及其非线性失真补偿方法。硅基微环调制器(silicon micro-ring modulator,si-mrm)具有损耗小、功耗低和相对强的调制非线性的特点，它可以作为高效的光域预失真信号发生器，用以补偿si-mzm和射频放大器产生的非线性，从而提高整个硅基模拟光链路的动态范围。该方法由于不需要引入额外的电预失真器，因此不仅降低了系统的复杂度和成本，而且其工作带宽仅取决于si-mzm和si-mrm的工作带宽。
6.本发明的技术方案如下：
7.本发明首先提供了一种光域非线性失真补偿的硅基调制器芯片，其包括：输入端耦合器、与输入端耦合器相邻的硅基1
×
2分光比可调光功分器、与硅基1
×
2分光比可调光功分器的一个输出端相连的硅基马赫曾德尔调制器si-mzm、与硅基1
×
2分光比可调光功分器的另一个输出端相连的硅基微环调制器si-mrm、分别与si-mzm和si-mrm的输出端相连的一个硅基2
×
2硅基多模干涉仪、两个分别与硅基2
×
2硅基多模干涉仪的输出端相连的输出端耦合器、以及光波导延时线；所述光波导延时线集成在si-mzm或si-mrm的光输出端。
8.作为本发明的优选方案，所述的硅基马赫曾德尔调制器si-mzm，其两端为两个1
×
2硅基mmi，用来对光信号进行分束和合束，中间上下臂为由两个基于载流子耗尽型的pn结构成，并且其中一个调制臂集成了一个tops；
9.作为本发明的优选方案，所述的硅基微环调制器si-mrm，其谐振腔集成了载流子耗尽型pn结移相器和tops，pn结移相器占据整个微环谐振腔周长的70％，tops占据整个微环谐振腔周长的20％，光信号从总线波导一端耦合入谐振腔，经调制后从总线波导的另一端输出。
10.作为本发明的优选方案，所述si-mzm包含一个光输入端口和一个光输出端口，并且在光输入端口和光输出端口分别集成了一个分光比为5％的定向耦合器用以实时监测其工作状态，si-mzm上下调制臂长以及总的上下臂波导长度相等，仅通过调控加载在si-mzm上热电极的电压调节其工作点；调制小信号通过驱动si-mzm的pn结调制臂来调制光载波，si-mzm的tops用来调控si-mzm的偏置工作点。
11.作为本发明的优选方案，所述si-mrm包含一个光输入端口和一个光输出端口，并且在光输入端口和光输出端口分别集成了一个分光比为5％的定向耦合器用以实时监测其工作状态；通过设计si-mrm谐振腔的半径、谐振腔与直波导之间的耦合系数、pn结调制区载流子注入窗口结构可以调控其电光非线性效应；调制小信号通过驱动pn结调制臂来调制光载波，si-mrm的tops用来调控si-mrm的谐振波长，即调控si-mrm的偏置工作点。
12.作为本发明的优选方案，所述光波导延时线的延时大小可根据需要抑制二阶谐波或二阶交调信号的频率而定。
13.作为本发明的优选方案，所述的输入端耦合器位光栅耦合器或者端面耦合器，所述的输出端耦合器位光栅耦合器或者端面耦合器。
14.为了增大器件的工作带宽，si-mzm和si-mrm上的pn结均工作在反偏区。外部mzi结构的si-mzm一侧集成了tops用来调控其偏置工作点。外部mzi结构有两个输出端口，通过调控其tops使其工作在正交点，即两端口等光功率输出。
15.本发明还提供了一种上述硅基调制器芯片的光域非线性失真补偿及线性化方法，
其包括如下步骤：
16.1)单波长光信号通过输入端耦合器耦合到调制器芯片上，并经片上硅基1
×
2分光比可调光功分器将光载波信号分成两路；
17.2)失真调制小信号由外部分配比可调的电信号功分器分成两路，经高频探针加载在si-mzm和si-mrm上；对si-mzm和si-mrm分别加载反向偏置电压v
bias-mzm
和v
bias-mrm
使其上的pn结移相器工作在反偏区；
18.3)调控si-mzm上的tops使其工作在正交点，调控si-mrm上的tops使其工作在三阶交调非线性最大点，且保证si-mzm和si-mrm的工作点相位相差π；
19.4)si-mzm作为主调制器，输入到si-mzm中的光信号被一路电信号调制，而由si-mrm调制后的光信号作为光域预失真信号来补偿si-mzm产生的非线性信号；
20.5)两路调制后的光信号经一个硅基2
×
2mmi合束，调控外部mzi结构的tops使其自身工作在正交偏置点，使合束后的信号从两个端口等功率输出；
21.6)两路输出的光信号由两个输出端耦合器输入到接收端平衡探测器中，通过光波导延时线控制两路输出信号的光延时使选定的二阶非线性完全抵消；
22.7)通过调控输入到si-mzm和si-mrm的光功率分配比β以及外部电功分器的电功率分配比γ，实现si-mrm产生的光域非线性信号对射频放大器和si-mzm产生的非线性信号的补偿。
23.相比于通过引入新材料、改变工艺或者调控调制信号分配比来提高包含射频放大器和si-mzm的模拟光链路的线性度，本发明的有益效果是，在不改变芯片代工厂工艺参数以及流程的前提下，使用非线性较强的si-mrm作为电光非线性预失真器补偿射频放大器与si-mzm的电光调制非线性。通过简单的调控分光比和电功率分配比可以找到最佳线性工作点，并且一阶谐波fh基本保持不变。这种方法既不用因为工艺改变而带来加工复杂度和成本，也不用因为调控高速调制信号而带来设计复杂度。由于该芯片制造工艺基于cmos工艺，即可以将光子芯片和电子芯片做在同一块芯片上，这样做可以将外围的控制芯片与其集成在同一块芯片上，大大减低了整个系统的尺寸与功耗，也节省了生产成本。
附图说明
24.图1是本发明的整体结构示意图。
25.图2是si-mzm和si-mrm的pn结，以及热光移相器的横截面示意图。
26.图3是本发明的线性化方法测试示意图。
具体实施方式
27.下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。
28.本发明中主要组件的中英文对应关系如下：光功分器(optical power splitter,ops)；多模干涉仪(multimode interferometer,mmi)；热光移相器(thermal-optic phase shifter,tops)；硅基马赫曾德尔调制器(silicon-based mach-zehnder modulator,si-mzm)；硅基微环调制器(silicon-based micro-ring modulator,si-mrm)；定向耦合器(directional coupler,dc)；锗硅光电探测器(gesi photodetector,gesi pd)；马赫-曾德尔干涉仪(mach-zehnder interferemeter，mzi)。
29.本发明的整体结构如图1所示。调制器芯片包括输入端耦合器、与输入端耦合器相邻的硅基1
×
2分光比可调光功分器、与硅基1
×
2分光比可调光功分器的一个输出端相连的硅基马赫曾德尔调制器si-mzm、与硅基1
×
2分光比可调光功分器的另一个输出端相连的硅基微环调制器si-mrm、分别与si-mzm和si-mrm的输出端相连的一个硅基2
×
2硅基多模干涉仪、两个分别与硅基2
×
2硅基多模干涉仪的输出端相连的输出端耦合器、以及光波导延时线；所述光波导延时线集成在si-mzm或si-mrm的光输出端。
30.图1中“1”为调制器芯片与光纤的耦合器，通常是光栅耦合器和端面耦合器，用以将光信号耦合入或耦合出光芯片。“2”为1
×
2硅基mmi，“3”为2
×
2硅基mmi，“4”为tops，这三个结构组成了硅基1
×
2ops。“5”为载流子耗尽型pn结移相器，结构“2”、“3”、“4”和“5”组成了si-mzm。“6”为分光比为5％的dc，用以耦合出一部分光功率并经过“7”gesi pd输出光电流，从而可以根据光电流的大小监测si-mzm和si-mrm的工作状态。
31.如图1所示，本发明使用一个基于载流子耗尽型的直通型si-mrm作为电光预失真信号发生器，产生的预失真信号用来补偿驱动si-mzm的射频放大器的非线性以及si-mzm自身的调制非线性。这里的si-mzm为上下臂对称的mzi结构。光载波信号经光栅耦合器或光纤端面耦合器耦合到硅基调制器芯片中并被1
×
2ops按照分光比β分成两束，一束光信号输入到si-mzm中，另一束光信号输入到si-mrm中。调控si-mzm和si-mrm对应的tops
mzm
和tops
mrm
的驱动电压，使其分别工作在正交偏置点和三阶非线性最大点，并且保证工作点的相位差为π。失真调制电信号经外部的电功分器按照功分比γ分成两路信号，分别调制si-mzm和si-mrm中的光载波。调控参量β和γ，利用si-mrm产生的非线性补偿射频放大器和si-mzm的调制非线性。上述所抑制的非线性为三阶非线性，为了抑制二阶非线性，输出端设计为互补输出双端口结构，通过一个2
×
2硅基mmi将光信号等比例功分为两部分，并在其中一路引入光波导真延时线，在接收端使用平衡探测器实现对特定频率二阶非线性的抑制。
32.在进行双音测试时，为了模拟射频放大器对信号的失真，射频信号源需要输出带有imd3失真双音信号，其频谱图如图1中子图(1)所示，fh代表基频信号。子图(2)和(3)分别代表si-mrm和si-mzm的传输曲线。在进行实验时，需要将si-mzm设置在正交工作点，如子图(3)中的黑色点标记处；si-mrm需要设置在最大非线性处，如子图(2)中的黑色点标记处。子图(4)和(5)分别为si-mzm和si-mrm的电频谱图(这里只作为解释说明)，由于在工作时，两个调制器的工作点相位相差近似为π，因此通过调控参量β和γ，就可以抵消由射频放大器和si-mzm产生的三阶非线性imd3。由于整体结构的输出端采用的是互补输出方式，通过使用平衡探测器就可以将链路中的二阶非线性进行抵消。
33.如图2所示，给出了si-mzm的两种结构横截面图，分别为串联推挽结构和单臂驱动结构(通常情况下，单臂驱动结构使用较多，但是本发明对这两种结构的si-mzm均适用)。“8”为光芯片中的第二层金属(一般为铝或者铜)，“9”为光芯片中的第一层金属(一般为铝或者铜)。“10”为第一层金属和第二层金属之间的连接通孔，“11”为第一层金属与载流子耗尽型pn结之间的连接通孔。“12”、“13”和“14”分别为p 、p 和p型掺杂区，对应的，“15”、“16”和“17”分别为“n ”、“n ”和“n”型掺杂区。“18”为硅基波导横截面，“19”为热光移相器横截面(一般为氮化钛或者钨电极)。
34.利用图1所示硅基调制器芯片进行光域非线性失真补偿及线性化方法流程包括如下步骤：
35.(1)如图3所示，单波长激光器输出的光载波信号通过图1中结构“1”耦合入调制器芯片中，调节偏振控制器，使耦合入芯片的光信号达到最大值；
36.(2)如图3所示，rf信号源产生的失真双音调制小信号(fh imd3，用以模拟射频放大器产生的信号失真)经电功分器分成v
rf-mzm
和v
rf-mrm
，分别与反偏电压v
bias-mzm
和v
bias-mrm
在对应的bias-tee中耦合，并通过高速rf探针分别加载在si-mzm和si-mrm调制器上(这里的反偏电压v
bias-mzm
和v
bias-mrm
由直流电压源提供)；
37.(3)调控加载在si-mzm和si-mrm上的直流偏压v
bias-mzm
和v
bias-mrm
让pn结工作在反偏区；
38.(4)调控加载在si-mzm和si-mrm上tops的驱动电压v
tmzm
和v
tmrm
，同时观察gepd输出的光电流变化，使si-mzm和si-mrm分别偏置在正交点和三阶非线性最大点，并且两个工作点的相位差近似为π。然后调控mzi上tops上的驱动电压v
tmzi
，使其工作在正交点(这里提供驱动电压信号和监测光电流信号分别使用的是多通道直流电压源和电流计)；
39.(5)将从芯片输出的两路光信号经平衡光电探测器解调后输入到电频谱仪中；
40.(6)调控ops上的热电极驱动电压(由多通道电压源中的一路电压信号驱动)从而调控ops的分光比β；
41.(7)调控电功分器的功分比γ；
42.(8)观察频谱仪上的解调信号的一阶谐波fh和三阶交调信号imd3的功率大小；
43.(9)重复步骤(6)-(8)，直至观察到fh和imd3之间的功率差最大(同时保证fh的功率大于imd3的功率)，并且fh与最大值相比变化不大为止，此时的β和γ值为最佳线性点，即si-mrm产生的非线性失真信号补偿了射频放大器和si-mzm产生的非线性。
44.由于si-mzm使用的是pn结移相器，其本身的载流子色散效应具有很强的非线性，因此其非线性受反偏电压的影响。工作时改变si-mzm的pn结反偏电压v
bias-mzm
，同时调控si-mzm上的tops
mzm
，使其工作在正交工作点。记录下si-mzm基频分量fh和三阶非线性分量hd3的大小。基于该方法，可以得到si-mzm的三阶非线性和反偏电压v
bias-mzm
之间的关系，从而找到单个si-mzm的最佳线性工作点(hd3分量功率最小，fh分量功率变化较小)。
45.由于si-mrm的三阶非线性与反偏电压v
bias-mrm
、微环谐振腔与直波导之间的耦合系数以及工作波长相关，而耦合系数一旦设计完成不可更改。因此，调控v
bias-mrm
以及si-mrm上的tops
mrm
，找到其三阶非线性最大工作点，该工作点为si-mrm作为电光非线性预失真器的工作点。
46.由于si-mzm和si-mrm的工作点的相位相差π，因此通过调控β和γ可以使si-mrm产生的非线性抵消si-mzm的非线性，同时保证链路中fh分量的功率基本保持不变。
47.设输入到硅基ops中的光场为e
in
＝|e
in
|e
jωt
，|e
in
|为其光场幅度，ω为光场的角频率。当e
in
经过ops分束后，则输入到si-mzm和si-mrm中的光场分别为e
in-mzm
和e
in-mrm
。令ops的分光比分光比为ops上下臂的光相位差。电信号v
rf
＝v0cosω
rf
t被功分为γ
1/2vrf
和(1-γ)
1/2vrf
分别调制si-mzm和si-mrm，v0和ω
rf
分别为调制信号v
rf
电场幅度和角频率。根据文献(zhang q,yu h,jin h,et al.linearity comparison of silicon carrier-depletion-based single,dual-parallel,and dual-series mach
–
zehnder modulators[j].journal of lightwave technology,2018,36(16):3318-3331)可知，被电信号v＝γ
1/2vrf
v
dc-mzm
调制后的si-mzm的输出光场可以表示
为：
[0048][0049]
其中，v
dc-mzm
和γ
1/2vrf
分别表示si-mzm调制臂的反向偏置电压和调制小信号的幅值，l为调制臂的长度。是反偏电压v
dc-mzm
对si-mzm上下臂引入的相位差，是调制小信号γ
1/2vrf
对si-mzm上下臂引入的相位差，为调制器偏置点设置(通过调控热光移相器的驱动电压设置)对si-mzm上下臂引入的相位差。a为pn结衰减系数，它是驱动电压v＝v
dc-mzm
γ
1/2vrf
的函数，即pn结调制臂在不同驱动电压下会引入不同的光场损耗系数α(v)。对应的，α(0)表示pn结调制臂无驱动电压时的固有损耗系数。根据文献(zhang q,yu h,jin h,et al.linearity comparison of silicon carrier-depletion-based single,dual-parallel,and dual-series mach
–
zehnder modulators[j].journal of lightwave technology,2018,36(16):3318-3331)仿真模型可得，c1＝2πl(4k
4vdc-mzm3
3k
3vdc-mzm2
2k
2vdc-mzm
k1)/λ；c2＝2πl(6k
4vdc-mzm2
3k
3vdc-mzm
k2)/λ；c3＝2πl(4k
4vdc-mzm
k3)/λ；c4＝2πlk4/λ。以上公式中，k1，k2，k3，k4由pn结电光特性拟合得到，λ为光载波的波长(λ＝2πc/ω，c为真空中光速)。在不考虑pn结衰减系数损耗时，工作在正交点的si-mzm的输出光功率经过泰勒展开可表示为：
[0050][0051]
由于这里需要求得si-mzm的最佳线性工作点，因此公式中仅表示了产生三阶交调非线性imd3对应的表达式，其他项用省略号代替。为了使imd3最小，需要v
rf3
系数为零，即c
13
/6-c3＝0。将c1和c3的表达式带入公式(2)中可得该系数为零需满足：
[0052][0053]
根据公式(3)可以看出，调控v
dc-mzm
可以使si-mzm的三阶非线性完全抵消。在实际工作时，由于调制信号需要被射频放大器放大用来提升链路增益，因此，尽管si-mzm工作在线性点，但仍存在由于射频放大器非线性引入的imd3。这里，我们利用si-mrm的非线性效应(洛伦兹调制曲线非线性和载流子色散效应非线性)较强这一效应，产生与si-mzm中imd3符号相反，功率近似相等的imd3信号，用以抵消si-mzm中由于射频放大器引入的非线性。根据文献(zhang q,yu h,fu z,et al.improving the linearity of silicon ring modulators by manipulating the photon dynamics[j].ieee photonics journal,2020,12(2):1-10)分析可知，直通型si-mrm的输出光功率可表示为：
[0054][0055]
在公式(4)中，常数a决定了si-mrm消光比，当a＝1时，si-mrm处于临界耦合状态。q代表si-mrm的品质因子，λ0和λ分别表示si-mrm谐振波长和si-mrm实际工作波长。α和β反映
了si-mrm的调制效率，这两个参数的值可以通过拟合实际si-mrm的谐振谱线得到，λ
shift
(v)为谐振波长与施加在pn结调制臂上的电压之间的关系，这里v＝v
dc-mrm
(1-γ)
1/2vrf
。根据文献(zhang q,yu h,fu z,et al.improving the linearity of silicon ring modulators by manipulating the photon dynamics[j].ieee photonics journal,2020,12(2):1-10)可知，当si-mzm工作在最佳线性点时，si-mzm仅输出基频fh分量，大小为i
out-mzm
′
γ
1/2
v0，而对应的si-mrm输出的fh和imd3分量分别为i
out-mrm
′
(1-γ)
1/2
v0和i
out-mrm
″′
(1-γ)
3/2v03
/8。
[0056]
在预失真补偿过程中，电调制信号需要经过射频放大器放大后再调制si-mzm和si-mrm，假设经过射频放大器之后的失真信号为v
rfd
＝v0cosω
rf
t bv0cos3ω
rf
t，式中第一项为fh项，第二项为射频放大器引入的三阶谐波失真项hd3，b为hd3与fh的信号幅度之比(0《b《1)。
[0057]
令一个调制器的输出转移函数为i
out
(v)，v＝v
dc
v
rfd
，经泰勒展开可得：
[0058][0059]
基于公式(5)可得，当输入到一个调制器中的失真信号为v
rfd
时，输出的fh分量和hd3分量可以表示为：
[0060][0061][0062]
根据前面提到的方法，改变光功分比β和电功分比γ，可得si-mzm和si-mrm的fh和hd3分量由公式(8)-(11)所示：
[0063]
[0064][0065][0066][0067]
由于si-mzm和si-mrm被设置在方向相反的两个工作点(近似相差π相位)，因此c
fh-mzm
、c
hd3-mzm
和c
fh-mrm
、c
hd3-mrm
符号相反。因此，通过调控si-mrm的工作点以及光功分比β和电功分比γ，可以使c
hd3-mzm
和c
hd3-mrm
相互抵消，并且保持fh分量变化较小，实现高线性硅基调制链路。
[0068]
注：这里为了便于数学分析，输入失真信号为带有hd3谐波分量的fh信号，在实验中输入的是带有imd3失真分量的fh信号，这种简化模型的方法不影响最佳非线性补偿工作点的设置。