虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统及其控制方法与流程

1.本发明涉及无线电能传输技术，具体涉及一种虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统及其控制方法。


背景技术：

2.在“互联网 ”战略背景下，能源与互联网技术的深度融合推动了新一代能源信息综合网络的构建。在电力系统领域，能源互联网理论及其相关应用衍生出诸多新型系统架构和新兴理论，然而其有线式系统架构大大降低了系统的灵活性与可靠性。近些年来，无线电能传输技术凭借其安全、便捷等优势发展迅速，在新能源汽车、生物医疗、航空航天等领域应用广泛。在微电网领域，由于能量传输距离相对有限，采用无线供电方式取代传统有线传输方式将会大幅改善系统的灵活性和可靠性。定义这种支持多源与多负载馈入和输出的多端口无线电能传输系统为多端无线能量互联系统，其系统架构与控制策略的设计是该系统走向实用化的关键基础。
3.传统的有线式能量互联系统大多基于直流母线方式，如直流微电网等，其通过控制直流母线电压即可调整系统的功率分配，保证系统的稳定运行。而对于多端无线能量互联系统，现有的系统架构多面向单源与多负载应用，即通过单个大尺寸发射线圈向多个小尺寸接收线圈馈电。这种架构不仅需要根据系统性能指标及端口输出要求独立设计各端口的线圈参数与功率变换器，设计成本高、周期长、普适性及可扩展性差，而且难以实现能量在多个端口之间的自由流动。此外，当源的数量进一步增加时，线圈的数量也随之增加，不仅占用了大量的空间体积，而且加剧了多个线圈之间的交叉耦合，造成系统各端口的功率相互影响，功率调控复杂。


技术实现要素：

4.发明目的：为了实现多源与多负载应用场合下的无线能量互联，解决多线圈交叉耦合、功率调控复杂、设计非标准化等问题，本发明提出了一种虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统及其控制方法，该系统可作为多源与多负载的接口，结合相应的控制方法，具有灵活可靠、控制方法简单、空间利用率高、通用性及可扩展性强等优点。
5.技术方案：本发明的一种虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统，包括：至少一个电源、至少一个储能装置、功率变换模块、补偿网络模块、层叠式多线圈结构和负载；其中，补偿网络模块包括第一补偿网络模块、第二补偿网络模块和第三补偿网络模块；层叠式多线圈结构为由传输线圈模块组成的三层结构，中间层为双层中继线圈，定义为虚拟母线，双层中继线圈的上层和下层之间通过第三补偿网络模块连接，中间层分别与顶层和最底层磁耦合连接，且顶层和最底层之间完全解耦；电源依次通过至少一个第一补偿网络模块和至少一个功率变换模块与层叠式多线圈结构的最底层连接，储能装置也依次通过至少一个第一补偿网络模块和至少一个功率变换模块与层叠式多线圈结构的最底层连接；层叠式多线圈结构的顶层依次通过至少一个第二补偿网络模块和至少一个功率变换模块与对应的
负载连接。
6.优选的，层叠式多线圈结构的最底层包括多个共面摆放的传输线圈模块，各传输线圈模块均呈横“8”状或竖“8”状排成一列且相互之间没有接触；顶层包括多个共面摆放的无接触的传输线圈模块，各传输线圈模块的放置方式与最底层的传输线圈模块的放置方式完全相反，呈竖“8”状或横“8”状放置；中间层双层中继线圈的每层线圈均由多个传输线圈模块串联组成，其中，组成下层中继线圈的传输线圈模块与最底层的传输线圈模块数量相同且放置方式一致，组成上层中继线圈的传输线圈模块与顶层的传输线圈模块数量相同且放置方式一致。
7.优选的，层叠式多线圈结构最底层的每个传输线圈模块均依次通过至少一个第一补偿网络模块和至少一个功率变换模块与电源或储能装置连接；层叠式多线圈结构顶层的每个传输线圈模块均依次通过至少一个第二补偿网络模块和至少一个功率变换模块与对应的负载连接。
8.优选的，传输线圈模块采用平面双极型线圈，线圈形状呈“8”字状，由两个绕向相反的平面矩形线圈平铺串联组成，当两个传输线圈模块正对共轴摆放时，线圈间具有较强的磁耦合；固定其中的一个传输线圈模块，绕轴转动另一个传输线圈模块，耦合逐渐减弱；当转动角达到90
°
时，线圈间的互感为0，即实现了完全解耦。
9.优选的，第一补偿网络模块为lcc补偿网络，第二补偿网络模块为s补偿网络，第三补偿网络模块为t型补偿网络，其中，lcc补偿网络、t型补偿网络和s补偿网络的谐振条件分别为式(1)至式(3)：
[0010][0011][0012][0013]
其中，ωr为谐振角频率，其与开关角频率相等，lc代表单个传输线圈模块的自感，m和n分别为层叠式多线圈结构最底层和最顶层传输线圈模块的数量，l
fi
、c
fi
和c
pi
分别为lcc补偿网络的补偿电感及电容，c
r1
、c
r2
和c
r3
分别为t型补偿网络的补偿电容，c
sk
为s补偿网络的补偿电容。
[0014]
优选的，电源由光伏设备、风机或电网直接或间接提供直流电；储能装置为蓄电池，支持电能的储存与反馈；功率变换模块采用全桥或半桥电路拓扑，支持dc-ac和ac-dc的功率双向变换；负载包括无人机、电动汽车、工业机器人群和家庭用电设备。
[0015]
本发明的一种基于上述互联系统的控制方法，包括以下步骤：
[0016]
s1、外移相控制；负责端口功率流方向的切换。对于储能端口而言，如蓄电池等，当其需要储存能量时，调整其与电源的外移相角为π，与负载的外移相角为0。此时各电源端口、负载端口的桥臂中点电压基波相位一致，而储能端口的桥臂中点电压基波相位与之相反，电源向储能装置以及各负载提供能量。当储能端口需要回馈能量时，调整其与电源、负载的外移相角均为0。此时各电源端口、储能端口、负载端口的桥臂中点电压基波相位均相同，电源与储能装置同时向各负载提供能量。具体包括以下步骤：
[0017]
s11、根据系统电源、储能装置及负载的接入数量及工作状态确定各个端口的功率流向；
[0018]
s12、各端口功率变换模块同一桥臂两开关管互补导通，不同桥臂的上、下开关管同开同关，即保持各端口功率变换模块驱动信号的内移相角均为π；
[0019]
s13、以电源所连接功率变换模块的驱动信号为基准，各电源与各负载所连接功率变换模块的驱动信号保持同相位，则对应功率变换模块的桥臂中点电压基波相位均相同；
[0020]
s14、储能装置存在馈电、储电两种状态，馈电状态下其对应功率变换模块驱动信号的相位与电源、负载所连接的功率变换模块驱动信号相位保持一致，而储电状态下则与之相反；
[0021]
当外移相控制确定了系统各端口的功率流向之后，则需要执行内移相操作以调整各端口的功率数值大小；
[0022]
s2、内移相控制；负责各端口的功率调控。该内移相控制将同一个功率变换单元的两组桥臂驱动信号反方向各移相所设计的内移相角的一半，此时桥臂中点电压、电流的基波相位与未进行内移相时保持一致。在引入内移相角之前，系统的谐振条件[式(1)至式(3)]使得端口等效阻抗为阻性，因此采用该内移相控制方法可以保证内移相过程中端口等效阻抗始终呈现阻性，有效减少了系统的无功分量。该内移相控制方法的功率调控作用体现为：对于电源、储能装置所对应的端口来说，内移相角的引入可以调整虚拟母线的电流大小，以此保证对应端口的电压产生波动时虚拟母线电流仍然维持恒定。而对于负载端口来说，各负载的变化不会影响虚拟母线的电流以及端口的输出电压，内移相角的引入可以调整负载端口的输出电压，进而调整端口的输出功率，以满足不同功率等级的应用需求。具体包括以下步骤：
[0023]
s21、将电源、储能装置对应端口的采样电压值与期望电压值相比较，确定端口的电压偏差正负；对于电源与储能装置的电压偏差，若电压偏差为正则减小其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，若电压偏差为负则增大其对应功率变换模块驱动信号的内移相角；
[0024]
s22、在调整内移相角的过程中不得改变外移相控制所确定的各端口间的外移相角，因此若要引入内移相角则需要控制该功率变换模块两个桥臂的驱动信号分别向相反方向移相
[0025]
s23、在输入源、储能装置调整内移相角的过程中，当虚拟交流母线的电流采样值达到预设值时，则输入源与储能装置的内移相角调整结束；此时将各负载对应端口的采样电压值与期望电压值相比较，确定端口的电压偏差正负；
[0026]
s24、对于负载的电压偏差，若电压偏差为正则增大其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，若电压偏差为负则减小其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，当采样电压值满足负载用电要求时负载端口的内移相角调整结束；在调整内移相角的过程中，同样遵循步骤s22的调整原则。
[0027]
有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0028]
(1)本发明所公开的虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统架构可以作为多源与多负载的接口，实现多源与多负载之间能量的无线互联；
[0029]
(2)本发明采用模块化技术，传输线圈、功率变换器、补偿网络的模块化降低了设
计成本，缩短了设计周期，有效提高了系统的通用性与可扩展性；
[0030]
(3)本发明所公开的层叠式多线圈结构不仅提升了空间利用率，而且有效消除了多线圈之间的交叉耦合；
[0031]
(4)本发明所公开的控制方法实现了端口功率的灵活调控和功率流方向的自由切换，且有效减少了系统的无功分量。
附图说明
[0032]
图1是本发明系统结构示意图；
[0033]
图2是平面双极型线圈的结构及层叠式多线圈布局示意图；
[0034]
图3是两线圈模块的互感m与共轴旋转角θ的实测关系曲线图；
[0035]
图4是四端口无线能量互联系统电路拓扑图；
[0036]
图5是单源三负载模式下的开关时序和关键电压电流波形图；
[0037]
图6是双源双负载模式下的开关时序和关键电压电流波形图。
具体实施方式
[0038]
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。通过参考示范性实施例，本发明的目的和功能以及用于实现这些目的和功能的方法将得以阐明。然而，本发明并不受限于以下所公开的示范性实施例；可以通过不同形式来对其加以实现。说明书的实质仅仅是帮助相关领域技术人员综合理解本发明的具体细节。
[0039]
如图1所示，虚拟母线式模块化四端口无线能量互联系统包括：一个电源、一个储能装置、四个功率变换模块、五个补偿网络模块、层叠式多线圈结构和两个负载；其中电源提供直流电；储能装置主要为蓄电池，支持电能的储存与反馈；功率变换模块均采用全桥电路拓扑，支持dc-ac和ac-dc的双向功率变换；传输线圈模块是电磁能量转换的重要载体，其采用平面双极型解耦线圈，多个线圈模块组成层叠式多线圈结构；补偿网络模块负责调整谐振频率并优化系统传输特性，其由电感与电容阵列通过串并联等方式组成，包括lcc、t型、s等多种补偿拓扑；负载包括无人机、电动汽车、工业机器人群、家庭用电设备等。
[0040]
本实施例中，补偿网络模块包括第一补偿网络模块、第二补偿网络模块和第三补偿网络模块。第一补偿网络模块为lcc补偿网络，第二补偿网络模块为s补偿网络，第三补偿网络模块为t型补偿网络。层叠式多线圈结构为由八个传输线圈模块组成的三层结构，中间层为双层中继线圈，定义其为虚拟母线，双层中继线圈的上层和下层之间通过第三补偿网络模块连接，中间层分别与顶层和最底层磁耦合连接，且顶层和最底层之间完全解耦；电源依次通过一个功率变换模块和一个第一补偿网络模块与层叠式多线圈结构最底层的一个传输线圈模块连接；储能装置依次通过一个功率变换模块和一个第一补偿网络模块与层叠式多线圈结构最底层的另外一个传输线圈模块连接；层叠式多线圈结构顶层的两个传输线圈模块分别依次通过一个第二补偿网络模块和一个功率变换模块与各自对应的负载连接。
[0041]
本实施例所采用的层叠式多线圈结构如图2所示，其中每个传输线圈模块边长均为30cm，形状呈“8”字状，可看作由两个绕向相反的平面矩形线圈平铺串联组成。该结构的最底层包括两个共面摆放的传输线圈模块，各传输线圈模块均呈横“8”状或竖“8”状排成一列且相互之间没有接触，二者间距为20cm；顶层包括两个共面摆放的无接触的传输线圈模
块，各传输线圈模块的放置方式与最底层的传输线圈模块的放置方式完全相反，呈竖“8”状或横“8”状放置，顶层与底层的垂直距离为20cm；中间层的每层中继线圈均由两个传输线圈模块串联组成，其中，组成下层中继线圈的传输线圈模块与最底层的传输线圈模块数量相同且放置方式一致，组成上层中继线圈的传输线圈模块与最顶层的传输线圈模块数量相同且放置方式一致。
[0042]
lcc补偿网络、t型补偿网络和s补偿网络的谐振条件分别为式(1)至式(3)：
[0043][0044][0045][0046]
其中，ωr为谐振角频率，其与开关角频率相等，lc代表单个传输线圈模块的自感，m和n分别为层叠式多线圈结构最底层和最顶层传输线圈模块的数量，l
fi
、c
fi
和c
pi
分别为lcc补偿网络的补偿电感及电容，c
r1
、c
r2
和c
r3
分别为t型补偿网络的补偿电容，c
sk
为s补偿网络的补偿电容。
[0047]
图3给出了本实施例中两个正对摆放传输线圈模块的互感m与共z轴旋转角θ的实测关系曲线。两线圈模块边长均为30cm，自感均为60μh，二者相距10cm，θ表示二者共z轴的旋转夹角。由图3可知，随着θ的增大，m不断下降。当θ为0
°
时，m最大，即线圈间耦合最强；当θ为90
°
时，m近似为0，即两线圈实现了解耦。
[0048]
图4为本实施例所采用的四端口无线能量互联系统电路拓扑。图中，v1～v4为端口1～4的端口电压，各端口的功率变换模块均采用全桥拓扑配合电容滤波电路，其桥臂中点电压分别用u
p1
、u
p2
、u
s1
和u
s2
表示。端口1与电源连接，端口2与储能装置连接，端口3和4则分别连接阻性负载r
l1
与r
l2
。r1～r8为线圈模块各自的寄生电阻，各线圈模块的自感为l
pi
、l
si
(i＝1,2)和l
rj
(j＝1,
…
,4)，线圈之间的互感则用m
pri
和m
sri
表示。由于四个端口的功率变换模块相同，因此以端口1为例介绍其电路连接关系：电源与滤波电容c1并联后接入全桥电路，全桥电路由两个桥臂并联组成，其中开关管q
a1
和q
a3
串联组成了一个桥臂，而另一个桥臂则是由开关管q
a2
和q
a4
串联组成。全桥电路的桥臂中点与补偿网络相连接，本实施例包含第一、第二及第三补偿网络模块，分别对应lcc补偿网络、s补偿网络和t型补偿网络。端口1和端口2均采用lcc补偿网络，仍以端口1为例，该补偿网络由补偿电感l
f1
和补偿电容c
f1
、c
p1
组成，其具体连接关系为：前级全桥电路的桥臂中点与l
f1
和c
f1
形成串联回路，而c
p1
、l
p1
和r1串联后又与c
f1
并联。端口3和端口4均采用s补偿网络，以端口3为例，其补偿网络仅包含电容c
s1
，具体连接关系为：c
s1
与l
s1
、r7串联后接入该端口全桥电路的桥臂中点。层叠式多线圈结构的中间层通过t型补偿网络相连接，该t型补偿网络由电容c
r1
、c
r2
和c
r3
组成，具体连接关系为：c
r1
、l
r1
、l
r2
、r3和r4串联，c
r2
、l
r3
、l
r4
、r5和r6串联，这两条串联支路均与c
r3
并联。忽略手工绕制线圈引起的参数误差以及摆放线圈引起的位置误差，则有r1＝r2＝
…
＝r8＝rc、l
pi
＝l
si
＝l
rj
＝lc以及m
pri
＝m
sri
＝mc，rc、lc与mc分别代表单个标准线圈模块的寄生电阻、线圈自感以及两个标准线圈模块之间的互感。本实施例中补偿网络的谐振条件为：
[0049][0050]
式(4)中，ωr为谐振角频率，其与开关角频率相等。
[0051]
本发明的一种适用于该虚拟母线式模块化多端无线能量互联系统的控制方法，包括外移相控制和内移相控制两部分。具体的：
[0052]
所述外移相控制负责端口功率流方向的切换，所述内移相控制负责各端口的功率数值调控，一般先通过外移相控制将功率流向确定后再执行内移相控制以调整功率具体数值。根据端口2储能装置功率流向的不同，可将本实施例中四端口多端无线能量互联系统的工作模式划分为两种，分别定义为单源三负载模式和双源双负载模式。所述单源三负载模式是指电源向储能装置及两负载供电，而双源双负载模式则是指电源和储能装置同时向两负载供电。
[0053]
本实施例中外移相控制的具体实施步骤为：
[0054]
步骤11、根据系统电源、储能装置及负载的接入数量及工作状态确定各个端口的功率流向：本实施例包含一个电源、一个储能装置和两个负载，储能装置存在储电和馈电两种工作状态，因此存在两种功率流向组合，即所定义的单源三负载和双源双负载两种工作模式；
[0055]
步骤12、各端口功率变换模块同一桥臂两开关管互补导通，不同桥臂的上、下开关管同开同关，即保持各端口功率变换模块驱动信号的内移相角均为π；
[0056]
步骤13、以电源所连接功率变换模块的驱动信号为基准，两负载所连接功率变换模块的驱动信号与之保持同相位，则这三个端口对应功率变换模块的桥臂中点电压基波相位均相同；
[0057]
步骤14、根据储能装置的功率流向，确定储能装置对应功率变换模块驱动信号的相位。当系统处于单源三负载模式时，则控制储能装置对应功率变换模块驱动信号的相位与输入源、两负载所连接的功率变换模块驱动信号相位保持一致，而双源双负载模式下则与之相差π。
[0058]
当外移相控制执行完成，则相继执行内移相控制以调整系统在该工作模式下各端口的功率数值大小。本实施例中内移相控制的具体实施步骤为：
[0059]
步骤21、将电源和储能装置对应两端口的采样电压值与期望电压值相比较，确定端口的电压偏差正负。若电压偏差为正则减小其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，若电压偏差为负则增大其对应功率变换模块驱动信号的内移相角；
[0060]
步骤22、在调整内移相角的过程中需要保证外移相控制所确定的各端口间的外移相角不变，因此对于端口1，若要引入内移相角则需要控制对应功率变换模块两个桥臂的驱动信号分别向相反方向移相对于端口2～4，该原则同样需要遵守；
[0061]
步骤23、在调整电源、储能装置对应功率变换模块驱动信号内移相角的过程中，若虚拟母线的电流采样值达到预设值时，则其内移相角调整结束。此时将两负载对应端口的采样电压值与期望电压值相比较，确定负载端口的电压偏差正负。
[0062]
步骤24、对于负载的电压偏差，若电压偏差为正则增大其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，若电压偏差为负则减小其对应功率变换模块驱动信号的内移相角，当采样电压值满足负载用电要求时负载端口的内移相角调整结束。
[0063]
图5和图6分别为单源三负载模式和双源双负载模式下的开关时序和关键电压电流波形图。图中，端口1～4的桥臂中点电压分别用u
p1
、u
p2
、u
s1
和u
s2
表示，端口电流对应为i
lf1
、i
lf2
、i
s1
和i
s2
，虚拟母线电流为i
r2
。如图5所示，u
p1
与i
lf1
相位相同，而u
p2
与i
lf2
、u
s1
与i
s1
、u
s2
与i
s2
相位相反，因此端口1提供能量，端口2～4消耗能量，对应单源三负载模式。该模式下端口1与端口2～4的外移相角分别为π、0和0，各端口的内移相角分别为当v1和v2升高或降低时，对应减小或增大和以稳定i
r2
。对于负载端口，增大或减小和则对应降低或提高输出电压v3和v4。如图6所示，u
p1
与i
lf1
、u
p2
与i
lf2
相位相同，而u
s1
与i
s1
、u
s2
与i
s2
相位相反，因此端口1和端口2提供能量，端口3和端口4消耗能量，对应双源双负载模式。该模式下的控制策略与单源三负载模式下的类似，唯一不同之处在于，端口1与端口2～4之间的外移相角均为0，即各端口桥臂中点电压的基波相位保持一致。
[0064]
需要注意的是，在引入内移相角时需要遵循步骤22所述原则。以端口3为例，若要引入内移相角只需控制对应功率变换模块两桥臂的驱动信号分别向相反方向移相即可，此时该端口对应功率变换模块桥臂中点电压、电流的基波相位与仅进行外移相控制时保持一致。而在外移相控制时，内移相角固定为π，系统的谐振条件[式(1)至式(3)]使得端口等效阻抗为阻性，因此在遵循该原则的基础上进行内移相控制时可以保证内移相过程中端口等效阻抗始终呈现阻性，有效减少了系统的无功分量。