一种变换电路拓扑的制作方法

1.本文涉及一种用于对电源的电压进行转换后给负载供电的变换电路。


背景技术：

2.中国数据中心节能技术委员会的调研数据显示，2016年中国数据中心总耗电量超过1200亿千瓦时。尽管数据中心的耗电量如此惊人，然而，随着由数据中心所支持的服务越来越多，数据中心的运算负荷和规模仍然会保持高增长。为了提升数据中心的运算密度，单个机架(rack)的功率会随之增大。传统的机架中处理器芯片数量较少，因此单个机架的功率普遍小于15kw。对于传统的机架，用于给机架供电的交流ups位于机架外部，内部的直流配电母线电压为12v，电压较稳定。然而，随着单个机架中处理器芯片的数量增加，单个机架的功率增大，当单个机架的功率超过15kw时，12v直流配电母线上的电流显著增大，大幅降低了效率、增加了散热成本、电缆和连接器等的成本。因此，提出了新型的电能传输架构，其中，机架内部的直流配电母线电压升高为48v，同时，用直流ups(dc-ups)替代交流ups，并且安装于机架内部，直接与48v直流配电母线连接。新型的48v配电母线结构显著地降低了配电母线电流，提高了数据中心的供电效率，降低了用电成本、散热成本和配电母线成本，进而，降低了数据中心的总拥有成本。此外，dc-ups直接与48v配电母线相连，进一步提高了机架的供电可靠性，并使得母线电压的范围处于40v到59.5v之间，母线电压始终处于安全超低电压selv范围内，保证了维护操作的安全性。
3.对直流母线到处理器芯片之间的电能转换模块(voltage regulation module，vrm)提出了极高的效率要求，例如，当处理器芯片核心电压低于1v且48v-vrm的负荷在30％到90％之间变化时，其电能转换效率需要始终高于92％。然而，在新型的电能传输架构中，48v-vrm所面对的挑战显著高于12v配电母线的情况。在直流配电母线一侧，12v配电母线电压稳定，变化范围小。而48v配电母线与dc-ups直接连接，电压范围受dc-ups直接影响，电压范围宽，从40v到59.5v。在处理器芯片一侧，为了降低处理器芯片的能耗，处理器芯片的核心电压进一步降低。除此之外，为了提供短时的芯片加速性能，处理器芯片要求48v-vrm提供显著提高的电压和电流。以某款gpu为例，它的核心电压范围为0.6v到1.1v，在节能模式时，核心电压为0.6v，额定电流为400a，在额定工况时，核心电压0.8v时，额定电流为600a。然而，在gpu加速模式时，需要48v-vrm在200微秒内向gpu提供1.1v的核心电压和1200a的输出电流。
4.可以看出，在新型的电能传输架构中，母线到处理器芯片之间的电压转换比显著提高。在这样的条件下，在保持高功率密度的同时满足对电能转换效率的要求，从直流配电母线到处理器芯片的48v-vrm面临巨大的挑战。
5.一般而言，48v-vrm为两级级联的变换器结构，其通常采用先降压后调压的工作方式。例如，第一级变换器可以采用高效的直流变压器将输入的48v母线电压(uin)降为较低的中间母线电压(uib)，例如4v。第二级采用多相交错并联的buck变换器，通过闭环控制buck输出电压uo，保证负载(例如处理器芯片)的供电。
6.48v-vrm的第一级变换器通常可以采用的典型拓扑为llc串联谐振电路，该电路可以通过调整变压器的励磁电流来在原边开关管的死区时间内充放原边开关管的寄生电容从而实现原边开关管的zvs运行，实现了极小的开关管开通损耗，同时谐振的方式让原边开关管可以实现较小的关断电流，从而减少关断损耗。对于副边的开关管(如二极管)而言，因为无输出电感，因此副边的开关管上的电压应力较低。而当副边的开关管采用同步整流管时，则可以选择耐压更低性能更好的开关管以实现更低的通态损耗。此外，由于软开关特性，更易于实现在高频下的高功率密度应用。由于使用了变压器，因此，可以非常方便的实现高转换比。假设变压器匝比为n:1:1，当开关频率fs等于谐振频率fr时，其转换比为n(全桥llc)或者是2n(半桥llc)。
7.然而，llc电路也存在一些缺陷。因为变压器的使用，所有的能量转换必须通过变压器，在变压器原边的开关管负责产生原边绕组的激励，而副边则是感应原边的激励，并通过整流器输出至最终负载。在此过程中，原边开关管只产生激励，而自身的激励电流并未流向负载端，而是重新回流至输入端，所有的负载电流均由副边电路提供，此时副边绕组与器件的电流应力都比较大。
8.上述llc电路可以实现较高的电压变比与zvs软开关，但是所有的能量均通过变压器传递。当实际系统中不需要隔离时，也可以使用非隔离型llc电路。非隔离型llc电路实现了软开关，大变压变比，原边激励电流流向负载，同时还重复利用了变压器的闲置副边用于变换器的激励线圈，减少了原边绕组的匝数与电阻。虽然非隔离llc减少了变压器匝数，但是该类型变压器中最大只有额外2份原边电流流入负载端，这个特点决定了非隔离型llc在需要转换比比较大时，其额外增加的转换比在整个转换比中占比降低，由此带来的好处减少，因此在高转换比情况下效率趋近llc的效率。
9.另外一种变换器的实现方式称之为开关谐振腔变换器(switching tank converter，stc)。相对于llc而言，该变换器并没有使用变压器，而是通过直接往负载端输送电流的方式来实现功率变换。图1示出了stc 100的电路示例，其中电容c1上存在直流电压，在开管关s1～s4的占空比均为0.5的情况下，该直流电压为0.5vin。开关管s1、s3、sr1、sr4前半周期同时开通，开关管s2、s4、sr2、sr3后半周期同时开通，可以实现vin/vo＝4:1的转换比。该电路可以通过调整串联开关和谐振腔的数量改变电路的电压转换比。该电路的优势在于无变压器，所有的能量均直接通过调制电路流向负载，减少了变压器的转换过程，同时减少了开关管s1～s4的电压应力。缺点是实现的转换比较低，在需要实现较高的转换比时需要更多的级数叠加，增加了线路的复杂度，同时不能实现zvs，只能实现zcs，而且zcs过程中控制精度要求较高。因此，stc在低转换比时效率较高，但是随着电压转换比变大，由于线路的复杂度变高以及器件的影响，其效率逐渐低于llc拓扑。


技术实现要素：

10.本发明的目的在于解决上述开关谐振腔变换器在转换比时电路复杂并且效率低的问题，提供了一种在减少开关损耗能够实现不同的电压转换比需求的变换电路。
11.根据本文的一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
12.全桥电路，包含电性连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的第一桥臂和第二桥臂；
13.第一开关支路，电性连接于所述输入电压的所述第一端和所述输出电压的所述第一端之间，并包含串联连接形成有第一连接点的第一开关和第二开关；
14.第一谐振单元，电性连接于所述第一连接点和所述第一桥臂的中点之间，以及
15.第一变压器，包含：第一原边绕组，与所述第一谐振单元串联；以及第一副边绕组，连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间。
16.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
17.全波整流电路，包含连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的第一支路和第二支路，所述第一支路包含串联的形成有第一中点的变压器的第一副边绕组和第一整流开关，所述第二支路包含串联的形成有第二中点的所述变压器的第二副边绕组和第二整流开关；
18.第一开关支路，连接在所述输入电压的所述第一端和所述第一中点之间，并包含串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关和第二开关连接形成第一连接点、所述第二开关和所述第三开关连接形成第二连接点、所述第三开关和所述第四开关连接形成第三连接点；
19.第一谐振单元，电性连接于所述第一连接点和所述第二中点之间；
20.第二谐振单元，电性连接于所述第三连接点和所述第二中点之间；
21.所述变压器的第一原边绕组，和所述第一谐振单元串联；以及
22.第一电容，连接在所述第二连接点和所述第一中点之间。
23.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
24.全波整流电路，包含连接在所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，所述第一支路包含串联的形成有第一中点的第一变压器的第一副边绕组和第一整流开关，所述第二支路包含串联的形成有第二中点的所述第一变压器的第二副边绕组和第二整流开关，所述第三支路包含串联的形成有第三中点的第二变压器的第一副边绕组和第三整流开关，所述第四支路包含串联的形成有第四中点的所述第二变压器的第二副边绕组和第四整流开关；
25.第一开关支路，连接在所述输入电压的所述第一端和所述第一中点之间，并包含串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关和所述第二开关连接形成第一连接点、所述第二开关和所述第三开关连接形成第二连接点、所述第三开关和所述第四开关连接形成第三连接点；
26.第一谐振单元，连接于所述第一连接点和所述第二中点之间；
27.第二谐振单元，连接于所述第三连接点和所述第四中点之间；
28.所述第一变压器的原边绕组，与所述第一谐振单元串联连接；
29.所述第二变压器的原边绕组，与所述第二谐振单元串联连接；以及
30.电容，连接在所述第二连接点和所述第三中点之间。
31.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
32.全波整流电路，包含连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的第一支路和第二支路，所述第一支路包含串联的形成有第一中点的变压器的第一副边绕组和第一整流开关，所述第二支路包含串联的形成有第二中点的所述变压器的第二副边绕组和第二整流开关；
33.第一开关支路，连接在所述输入电压的所述第一端和所述第一中点之间，并包含串联的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关和第二开关连接形成第一连接点、所述第二开关和所述第三开关连接形成第二连接点、所述第三开关和所述第四开关连接形成第三连接点；
34.第一谐振单元；
35.所述变压器的多个原边绕组，包含第一原边绕组和第二原边绕组，所述第一原边绕组和所述第一谐振单元串联后电性连接于所述第一连接点和所述第二中点之间，所述第二原边绕组电性连接于所述第三连接点和所述第二中点之间；以及
36.第一电容，连接在所述第二连接点和所述第一中点之间。
37.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
38.全波整流电路，包含连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的n个支路，所述n个支路的每一个包含串联的形成中点的变压器的副边绕组和整流开关，所述n个支路包含至少一个第一类支路和至少一个第二类支路，所述第一类支路的所述副边绕组的同名端相连，所述第一类支路的所述副边绕组和所述第二类支路的所述副边绕组的异名端相连；
39.第一开关支路，包含串联的m个开关，其中所述m个开关中的相邻开关连接形成连接点；
40.(m-1)个转换支路，每个转换支路均包含电容，所述(m-1)个转换支路中的第(2y-1)个转换支路连接于所述m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点和所述至少一个第二类支路中的一者的中点之间，所述(m-1)个转换支路中的第2z个转换支路连接于所述m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点和所述至少一个第一类支路中的一者的中点之间；以及
41.所述变压器的第一原边绕组，与所述(m-1)个转换支路中的一个串联连接，
42.其中，m、n、y和z是整数，m≥n≥2、m≥3，1≤y≤m/2且1≤z≤(m-1)/2。
43.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
44.第一全波整流电路，包含连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的第一支路和第二支路，所述第一支路包含串联的形成有第一中点的变压器的第一绕
组和第一整流开关，所述第二支路包含串联形成有第二中点的所述变压器的第二绕组和第二整流开关；
45.第一开关支路，连接于所述输入电压的所述第一端和所述第一中点之间，并包含串联形成有第一连接点的第一开关和第二开关；以及
46.第一谐振单元，连接于所述第一连接点和所述第二中点之间，其中所述第一谐振单元未串联有所述变压器的绕组。
47.根据本文的另一个方面，提供了一种变换电路，用于对输入电压进行转换后提供输出电压，所述输入电压和所述输出电压均包含第一端和第二端，所述输入电压的所述第二端和所述输出电压的所述第二端连接，所述变换电路包含：
48.全波整流电路，包含连接于所述输出电压的所述第一端和所述第二端之间的并联的n个支路，所述n个支路的每一个包含串联的形成中点的变压器的绕组和整流开关，所述n个支路包含至少一个第一类支路和至少一个第二类支路，所述第一类支路的所述变压器的所述绕组的同名端相连，所述第一类支路的所述变压器的所述绕组和所述第二类支路的所述变压器的所述绕组的异名端相连；
49.第一开关支路，包含串联的m个开关，其中所述m个开关中的相邻开关连接形成连接点；以及
50.(m-1)个转换支路，每个转换支路均包含电容，所述(m-1)个转换支路中的第(2y-1)个转换支路连接于所述m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点和所述至少一个第二类支路中的一者的中点之间，所述(m-1)个转换支路中的第2z个转换支路连接于所述m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点和所述至少一个第一类支路中的一者的中点之间，
51.其中，当所述(m-1)个转换支路中的第i个转换支路为非谐振单元时，所述(m-1)个转换支路中的第(i-1)个转换支路和第(i 1)个转换支路均为谐振单元，m、n、y、i和z是整数，m≥n≥2、1≤y≤m/2、m≥4、i≤m-2且1≤z≤(m-1)/2。
附图说明
52.为了使本文所述的上述特征能够被详细地理解，在上文简要概述的更具体的描述可参照实施方式。随附附图涉及本公开内容的实施方式，并描述于下文：
53.图1示出了常规stc的电路示例。
54.图2示出了根据本文的第一实施方式的变换电路的示例电路。
55.图3a示出了图1的电路的变形。
56.图3b示出了图3a的电路中电信号的波形图。
57.图3c示出了图3a的电路在半个工作周期中的电流流动示意图。
58.图4示出了图1的电路的变形。
59.图5示出了图1的电路的变形。
60.图6a和图6b示出了图1的电路的变形。
61.图7示出了图1的电路的变形。
62.图8示出了图1的电路的变形。
63.图9示出了图1的电路的变形。
64.图10a和图10b示出了图1的电路的变形。
65.图11a至11c示出了图1的电路的变形。
66.图12示出了图1的电路的变形。
67.图13a示出了根据本文的第二实施方式的变换电路的示例电路。
68.图13b示出了图13a的电路中电信号的波形图。
69.图13c示出了图13a的电路在半个工作周期中的电流流动示意图。
70.图14示出了图13a的电路的变形。
71.图15示出了图13a的电路的变形。
72.图16a和图16b示出了图13a的电路的变形。
73.图17示出了图13a的电路的变形。
74.图18示出了图13a的电路的变形。
75.图19示出了图13a的电路的变形。
76.图20a和图20b示出了图13a的电路的变形。
77.图21a至图21d示出了图13a的电路的变形。
78.图22示出了图13a的电路的变形。
79.图23示出了根据本文的第三实施方式的变换电路的示例电路。
80.图24示出了图23的电路的变形。
81.图25示出了图23的电路的变形。
82.图26示出了图23的电路的变形。
83.图27示出了图23的电路的变形。
84.图28示出了图23的电路的变形。
85.图29示出了图23的电路的变形。
86.图30示出了图23的电路的变形。
87.图31示出了图23的电路的变形。
88.图32示出了图23的电路的变形。
89.图33示出了图23的电路的变形。
90.图34a和图34b示出了图23的电路的变形。
91.图35示出了图23的电路的变形。
92.图36a至图36c示出了图23的电路的变形。
93.图37示出了根据本文实施方式的变换电路与常规变换电路的绕组损耗比较。
具体实施方式
94.现将参照附图对本文的各实施方式进行详细描述，将以以下顺序来进行描述。
95.[第一实施方式]
[0096]
[第一实施方式的变形]
[0097]
[第二实施方式]
[0098]
[第二实施方式的变形]
[0099]
[第三实施方式]
[0100]
[第三实施方式的变形]
[0101]
本文的各实施方式的一个或多个示例示出于附图中。在下文对附图的描述中，相同参考标号指示相同或相似部件。在下文中，仅描述了有关于个别的实施方式的差异。每个示例被提供以旨在对本的技术方案进行说明，并不意味着对本文所要求保护的主题的限制。另外，作为一个实施方式的一部分而说明或描述的特征可用于其它实施方式或与其它实施方式结合以产生进一步实施例。以下详细说明意图包含这样的修改和变化。
[0102]
[第一实施方式]
[0103]
参见图2，图2示出了根据本文的第一实施方式的变换电路10的示例电路。电路10接收输入电压vin，对输入电压vin进行转换，并将转换后的电压输出。
[0104]
电路10包含有由整流管sr1、sr2、sr3和sr4构成的全桥整流电路11、由开关s1和s2构成的开关支路12、由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元13、以及由原边绕组tr1和副边绕组tr2构成的变压器tr。
[0105]
输入电压和输出电压各自具有第一端和第二端。其中输入电压的第二端和输出电压的第二端相连，如图2中的接地端gnd。开关支路12连接在输入电压的第一端和输出电压的第一端之间，并且开关支路12包含开关s1和s2，s1和s2串联连接形成连接点p1。全桥整流电路11连接在输出电压的第一端和第二端之间。全桥整流电路11中的整流管sr1、sr2串联构成第一桥臂，整流管sr3和sr4串联构成第二桥臂。
[0106]
在电路10的一个示例中，电路10可包含用于输出滤波的输出电容co，输出电容co连接在输出电压的第一端和第二端之间，与全桥整流电路11的第一桥臂和第二桥臂并联。额外地，电路10还可包含用于输入滤波的输入电容cin，输入电容cin可连接在输入电压的第一端和第二端之间，或者，输入电容cin也可连接在输入电压的第一端和输出电压的第一端之间，如图2中由虚线连接的输入电容cin所示。
[0107]
在电路10中，谐振单元13包含串联连接的谐振电容cr和谐振电感lr，并且谐振单元13的一端连接至连接点p1，谐振单元13的另一端连接至原边绕组tr1的一端。原边绕组tr1的另一端连接至全桥整流电路11的第一桥臂的中点m1。副边绕组tr2连接在第一桥臂的中点m1和第二桥臂的中点m2之间。在一些实施例中，谐振单元13和原边绕组tr1的位置可以互换。只要保证谐振单元13和原边绕组tr1串联即可。
[0108]
下面描述电路10的工作状态。在电路10的一个工作周期中，在一个工作周期的前半个周期，开关s2以及整流管sr1、sr4导通，并且开关s1以及整流管sr2、sr3关断。在一个工作周期的后半个周期，开关s1以及整流管sr2、sr3导通，开关s2以及整流管sr1、sr4关断。因此，开关s1和s2以及整流管sr1、sr2、sr3和sr4的占空比为0.5。
[0109]
在一个工作周期的前半个周期中，从输入端电流流经由开关s2、谐振电容cr、谐振电感lr、原边绕组tr1和整流管sr1构成的第一通路至输出端，此时，谐振频率为因此输入端直接通过第一通路向输出端提供能量。与此同时，副边绕组tr2感应原边绕组tr1中的谐振电流，并通过由sr1、sr4形成的第二通路向输出端提供能量。在从前半个周期转换之后半个周期时，由激磁电感电流对s2、sr1、sr4的寄生电容进行充电而对s1、sr2、sr3的寄生电容放电，从而实现器件的软开关。在一个工作周期的后半个周期，与前半个周期类似，此时电流通过由整流管sr2、原边绕组tr1、谐振电容cr、谐振电感lr以及开关s1构成的第三通路向输出端提供能量。与此同时，副边绕组tr2感应原
边绕组tr1中的谐振电流，并通过由sr2、sr3形成的第四通路向输出端提供能量。
[0110]
假设输入端的电流是i，则在一个工作周期中，谐振单元13中的等效电流是2i，故变压器tr1的原边电流也为2i，且该电流直接流向输出端。与此同时，当变压器tr1的匝数比是n：1时，变压器tr的副边感应电流为2ni。因此流向输出端的总电流为(2n 2)i。而对输入端来说，由于仅半个谐振周期的电流流过s1，输入侧的电流为谐振单元13的等效电流的一半，即为i。因此图2所示的电路电压的转换比(即电路的输入电压和输出电压的比)是(2n 2)：1，其中2n为变压器匝比带来的转换比，而2则由电路流过变压器原边绕组的电流直接流向输出端所致。
[0111]
在只有2个开关的传统stc中，其电压转换比仅为2。而对于电路10而言，其电压转换比为(2n 2)：1，因此该电路的电压转换比得到提升，在相同电压转换比时可以减少变压器的原边匝数，提高变压器的利用效率，同时该电路流过变压器原边绕组的电流直接流去输出端为2，该部分电流不需要变压器感应产生，进一步减少了变压器的损耗与体积。
[0112]
虽然电路10中的谐振单元13由串联连接的谐振电容cr和谐振电感lr，但是本文并不以此为限，例如，谐振单元13也可以由并联连接的谐振电容cr和谐振电感lr构成。
[0113]
[第一实施方式的变形]
[0114]
上文描述了本文第一实施方式的变换电路的示例，然而，根据本文第一实施方式的变换电路可以有各种变形。下文描述全桥整流型的变换电路10的各种变形，且仅描述各种变形相对于变换电路10的不同之处，相同的部分不再赘述。
[0115]
图3a示出了根据本文第一实施方式的变形的变换电路20的示意图。
[0116]
如图3a所示，电路20包含有由整流管sr1、sr2、sr3和sr4构成的全桥整流电路21、由开关s1、s2、s3和s4构成的开关支路22、由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元23、由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元24、由原边绕组tr1和副边绕组tr2构成的变压器以及电容c1。
[0117]
输入电压和输出电压各自具有第一端和第二端，其中输入电压和输出电压的第二端相连。开关支路22连接在在输入电压和输出电压的第一端之间，并且开关支路22包含串联连接的开关s1、s2、s3和s4。全桥整流电路21连接在输出电压的第一端和第二端之间。全桥整流电路21中的整流管sr1、sr2构成第一桥臂，整流管sr3和sr4构成第二桥臂。
[0118]
谐振单元23包含串联连接的谐振电容cr1和谐振电感lr1，谐振单元23与原边绕组tr1串联，谐振单元24包含串联连接的谐振电容cr2和谐振电感lr2，谐振单元24同样与原边绕组tr1串联。此处，应注意，本文所使用的“串联”不仅指示了一般意义上的两个电子元件之间的串联后使得流经串联的电子元件的电流相等的情况，而也泛指两个电子元件连接形成公共连接点的情况。例如，对于图3a中示出的谐振单元23的一端连接至位于开关s1和s2的连接点p1，谐振单元23的另一端连接至原边绕组tr1的一端这种情况，认为谐振单元23和原边绕组tr1串联；同样地，对于图3a中示出的谐振单元24的一端连接至位于开关s3和s4的连接点p3，谐振单元24的另一端连接至原边绕组tr1的一端的情况，同样认为谐振单元24和原边绕组tr1串联。虽然如此连接的谐振单元23、24和原边绕组tr1中流经谐振单元23、24和原边绕组tr1的电流不相等，但本文仍然描述为谐振单元23和原边绕组tr1串联，并且谐振单元24和原边绕组tr1串联。原边绕组的tr1的另一端连接至全桥整流电路21的第一桥臂的中点m1。副边绕组tr2连接在第一桥臂的中点m1和第二桥臂的中点m2之间。电容c1的一端连
接至开关s2和s3的连接点p2，另一端连接至第二桥臂的中点m2。
[0119]
参见图3b和图3c描述电路20的工作状态。图3b示出了在电路20的一个工作周期中各个元件中的电流或电压的变化。其中，ilr表示谐振单元23和谐振单元24中的每一个的电流，ilm表示变压器上的励磁电感的电流，vs1和vs3表示开关s1和s3两端的电压，并且isr1、isr2、isr3和isr4表示整流管sr1、sr2、sr3和sr4中的电流。图3c示出了电路在一个工作周期中的前半个周期的电流流向示例。
[0120]
t0-t4表示的电路20的一个工作周期。在电路20中，开关s4、s2以及整流管sr1、sr4同时开通，开关s3、s1以及整流管sr2、sr3与它们互补对称开通，占空比接近0.5。这里的互补对称导通是指电路中正半周开关管导通的时间与负半周开关管导通的时间基本相同。以图3a中电路为例，t0～t2时间段是工作周期的前半个工作周期，t2～t4时间段是工作周期的后半个工作周期，其中t0～t1和t2～t3分别为正负半周期中开关管导通的时间段，这两个时间段基本相同即为对称导通，即(t1-t0)＝(t3-t2)。在t0～t1时间段中，开关s4、s2以及整流管sr1、sr4开通，而开关s3、s1以及整流管sr2、sr3关断，此时电流流经由开关s4、谐振电容cr2、谐振电感lr2、变压器原边绕组tr1和整流管sr1形成谐振第一通路，谐振频率为输入端通过第一通路向输出端提供能量。隔直电容c1上的电压为0.5vin，整流管sr4、开关s2、谐振电容cr1、谐振电感lr1、变压器原边绕组tr1和整流管sr1形成谐振第二通路，谐振频率为由电容c1向输出端提供能量。与此同时，变压器副边绕组tr2进一步感应原边绕组tr1的谐振电流，通过整流管sr4和sr1形成的第三通路向输出端提供能量。其中谐振电容cr1和cr2既作为谐振元件，又起到隔直电容的作用。谐振电容cr1上直流电压为0.75vin，谐振电容cr2上电压为0.25vin，谐振单元23和24两端的激励电压相同，且谐振频率一致(即fr1＝fr2)，此时两谐振单元的电流一致，共同流向变压器原边。在t1～t2时间内，由激磁电感电流对开关s4、s2和整流管sr1、sr4的寄生电容进行充电，并对开关s3、s1和整流管sr2、sr3的寄生电容放电，从而实现软开关。t2～t4时间段是工作周期的后半个工作周期，在t2～t3的时间段中，开关s3、s1和整流管sr2、sr3导通，并且开关s4、s2和整流管sr1、sr4关断，此时由整流管sr2、变压器原边绕组tr1、谐振电感lr2、谐振电容cr2、开关s3、电容c1和整流管sr3形成第一条通路向输出端提供能量。由整流管sr2、变压器原边绕组tr1、谐振电感lr1、谐振电容cr1和开关s1形成第二条通路向输出端提供能量。最后变压器副边绕组tr2感应原边的电流，由整流管sr2、sr3形成第三条通路向输出端提供能量。在t3～t4时间内，由激磁电感电流对开关s3、s1和整流管sr2、sr3的寄生电容充电并，对开关s4、s2和整流管sr1、sr4的寄生电容进行放电，从而实现软开关。
[0121]
假设输入端的电流是i，则在电路20的一个工作周期中，谐振单元23和24的等效电流分别为2i，变压器原边的等效电流即为4i，且该电流直接流向输出端。同时，当变压器的匝数比是n：1时，则变压器副边感应的电流为4ni，因此流向输出的总电流为(4n 4)i。而对输入端来说，由于仅半个谐振周期的电流流过开关s4，输入侧的电流为谐振单元的电流的一半，即为i。因此电路20电压转换比为(4n 4)：1，其中4n为变压器的匝比带来的转换比，而4则由电路流过变压器原边绕组的电流直接流向输出端所致。因此该电路的转换比很高，在相同电压转换比时可以减少变压器的原边匝数，提高变压器的利用效率，同时该电路流过
变压器原边绕组的电流直接流去输出端为4，该部分电流不需要由变压器感应产生，进一步减少了变压器的损耗与体积。
[0122]
谐振单元23中的谐振电容cr1、谐振电感lr1与谐振单元24中的谐振电容cr2、谐振电感lr2为谐振频率相同的两组谐振参数，两组参数可以相同也可以不相同。串联连接的开关s1～s4可以分别由多个开关元件串联形成以降低单个开关的电压应力，也可以分别由多个开关元件并联形成以增大开关单元的通流能力。
[0123]
图4中的电路30是对图3a中的电路20的进一步变形。在电路30中，谐振电感lr1和lr2各自的一部分合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc，该公共电感lrc与变压器原边串联，此时的谐振频率为：
[0124][0125]
这样做的好处是可以利用变压器的漏感，减少谐振电感所需的感量，从而达到减少元器件使用、减小变换器体积的效果。
[0126]
图5中的电路40是对图3a中的电路20的进一步变形。在电路40中，当两个谐振单元的参数相同时，可将两个谐振单元各自的谐振电感合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc，该公共电感lrc与变压器原边串联，谐振电容cr1和cr2的容值相同。此时的谐振频率电路40工作在dc transformer模式下，电路以固定工作频率运行，漏感需求值很小，可以直接利用变压器的漏感作为公共谐振电感lrc，这减少了元器件的使用数量与体积。
[0127]
图6a中的电路50是对图3a中的电路20的进一步变形。相比于图3a中的电路20所示出的谐振单元23和24公用一个原边绕组tr1的情况，在电路50中，变压器具有分别用于谐振单元的两个原边绕组tr11和tr12，以及一个副边绕组tr2。tr11、tr12和tr2的匝数比例如可以为n:n:1。如图6a所示，原边绕组tr11的一端连接至由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元，另一端连接至第一桥臂的中点m1，原边绕组tr12的一端连接至由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的另一谐振单元，另一端连接至第一桥臂的中点m1。变压器tr的副边绕组tr2连接在第一桥臂的中点m1和第二桥臂的中点m2之间。在一些实施例中，由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11串联即可。同样，由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr12的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr12串联即可。
[0128]
图6b中的电路50’是对图3a中的电路20的进一步变形。相比于图3a中的电路20所示出的谐振单元23和24公用一个原边绕组tr1的情况，也可以如图6b中示出的两个原边绕组tr11和tr12公用一个谐振单元。在电路50’中，变压器具有两个原边绕组tr11和tr12，以及一个副边绕组tr2。tr11、tr12和tr2的匝数比例如可以为n:n:1。原边绕组tr11的一端连接至连接点p3，原边绕组tr12的一端连接至连接点p1，原边绕组tr11和tr12的另一端共同连接至由谐振电感lr和谐振电容cr构成的谐振单元的一端，该谐振单元的另一端连接至第一桥臂的中点m1。
[0129]
在图6a和6b的电路中，同样可以利用变压器的漏感作为谐振单元的一部分或全部
的谐振电感，以减少电路元件。
[0130]
图7中的电路60是对图3a中的电路20的进一步变形。在电路60中，当谐振单元63中的谐振电容cr1、谐振电感lr1与谐振单元64中的谐振电容cr2、谐振电感lr2参数相同时，可使用与谐振单元63和64相同参数的谐振电容cr3和谐振电感lr3来代替原有的连接至开关s2和s3之间的连接点p2的单一隔直电容，以构成谐振单元65。其中谐振电容cr3既起到隔直电容的作用，又与谐振电感lr3一起参与电路谐振。
[0131]
图8中的电路70是对图3a中的电路20的进一步变形。在电路70中，可以将与电路70的全桥整流电路的第一桥臂和第二桥臂并联的输出电容co用作被两个谐振单元所共用的谐振电容cr。此时，连接在开关支路的连接点和第一桥臂的中点m1之间的谐振单元中可以仅包括谐振电感。
[0132]
因此，在电路70中，谐振电容cr被谐振电感lr1和lr2共用，谐振电容cr与谐振电感lr1进行谐振以作为一个谐振单元，谐振电容cr与谐振电感lr2进行谐振以作为另一个谐振单元。电路70可以达到相同的电路效果，并且简化了电路配置。虽然电路70中谐振电感lr2串联有电容c2，谐振电感lr1串联有电容c3，如图8所示，然而电容c2和c3主要用作隔直电容，并且电容c2和c3可被省略。
[0133]
电路中的变压器也可进一步拆分为两个独立的变压器。图9中的电路80是对图3a中的电路20的进一步变形。在电路80中，全桥整流电路可进一步包含有由整流管sr5和sr6构成的第三桥臂。该第三桥臂与由整流管sr1和sr2构成的第一桥臂以及由整流管sr3和sr4构成的第二桥臂并联连接。电路80包含第一变压器tr以及第二变压器tr’，其原边绕组和副边绕组匝数比均为n：1。第一变压器tr的原边绕组tr11的一端连接至由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元的一端，另一端连接至第一桥臂的中点m1，第一变压器tr的副边绕组tr21连接在第一桥臂的中点m1和第二桥臂的中点m2之间。第二变压器tr’的原边绕组tr12的一端连接至由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的另一谐振单元的一端，另一端连接至第三桥臂的中点m3，第二变压器tr’的副边绕组tr22连接在第二桥臂的中点m2和第三桥臂的中点m3之间。在一些实施例中，由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11串联即可。
[0134]
电路80好处是可以减小单个变压器以及单个整流管的电流应力，或者说使用同样元件时增大变压器及sr的通流能力，从而增大变换器的输出功率。
[0135]
本文的变换电路可以被进一步扩展以改变电压转换比。图10a示出了本文的变换电路的一种扩展形式。图10a示出的电路90是对图2中的电路10扩展。在电路90中，其开关支路92不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)。扩展的(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)与原先的两个开关s1和s2串联连接，使得开关支路92包含串联连接的2m个开关，即，偶数个开关，其中m是整数且m≥2。
[0136]
电路90进一步包含(m-1)个隔直电容cx和(m-1)个谐振单元94。其中(m-1)个谐振单元94和原先的谐振单元93使得电路90具有m个谐振单元。这m个谐振单元均与原边绕组tr1串联连接。谐振单元94各自包含谐振电容crx和谐振电感lrx。
[0137]
因此，对于图10a的电路90这样的变换电路可以如下形容：开关支路92具有2m个串联连接的开关，其中m是整数且m≥2。这2m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此
具有(2m-1)个连接点。
[0138]
将靠近电路90的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路92具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(2m-2)、(2m-1)号连接点。例如，如图10a所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图10a中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关s3的连接点是2号连接点，以此类推，开关s
2m-1
和s
2m
之间的连接点是(2m-1)号连接点。
[0139]
其中m个谐振单元的每一个连接在奇数号的连接点和变压器原边绕组tr1之间，(m-1)个隔直电容cx的每一个连接在偶数号的连接点和第二桥臂的中点m2之间。
[0140]
在上述m个谐振单元中，第x个谐振单元的一端连接到2m个开关中的第(2x-1)个开关和第2x个开关的连接点，其中x是整数，并且1≤x≤m。
[0141]
例如，当x＝1时，对于m个谐振单元的第一(x)个谐振单元(图10a中的谐振单元93)，其一端连接至第一(2x-1)个开关(图10a中的开关s1)和第二(2x)个开关(图10a中的开关s2)之间的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。又例如，当x＝m时，对于m个谐振单元的第m(x)个谐振单元(图10a中的谐振单元94)，其一端连接至第2m-1(2x-1)个开关(图10a中的开关s
2m-1
)和第2m(2x)个开关(图10a中的开关s
2m
)之间的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。
[0142]
在上述(m-1)个隔直电容cx中，第k个隔直电容的一端连接到2m个开关中的第2k个开关和第2k 1个开关的连接点，另一端连接至所述第二桥臂的中点m2，其中k是整数，并且1≤k≤m-1。
[0143]
例如，当k＝1时，第一(k)个隔直电容(图10a中的隔直电容cx)的一端连接至第二(2k)个开关(图10a中的开关s2)和第三个开关(图10a中的开关s3)的连接点，另一端连接至所述第二桥臂的中点m2。又例如，当k＝(m-1)时，第(m-1)(k)个隔直电容(图10a中未示出)的一端连接至第(2m-2)(2k)个开关(图10a中的与开关s
2m-1
相邻的前一个开关，未示出)和第(2m-1)(2k 1)个开关(图10a中的开关s
2m-1
)的连接点，另一端连接至所述第二桥臂的中点m2。因此，对于图10a的电路90，其转换比是(2mn 2m):1，其中n是变压器tr原边绕组和副边绕组的匝数比。从而实现了变换电路的转换比的扩展。
[0144]
虽然图10a的电路90示出了m个谐振单元均与单一的原边绕组tr1串联连接的情况，如针对图6a所描述的内容，原边绕组tr1也可由多个子绕组构成，并且每个子绕组分别与m个谐振单元中的相应谐振单元串联。
[0145]
可以看出，对于图3a中的电路20，其可以视为是对图2中的电路10扩展了一对开关、一个隔直电容和一个谐振单元后的电路。
[0146]
类似于针对图6b所描述的内容，相比于图10a中示出的m个谐振单元共同串联至公用的原边绕组tr1的情况，也可以是多个原边绕组公用一个谐振单元的情况，如图10b的电路90’所示。
[0147]
在电路90’中，开关支路92不仅包含有原先的两个开关s1和s2，并且还进一步扩展有(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)。扩展的(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)与原先的两个开关s1和s2串联连接，使得开关支路92包含串联连接的2m个开关，即，偶数个开关，其中m是整数且m≥2。电路90’进一步包含(m-1)个隔直电容cx和m个原边绕阻tr1。这m个原边绕阻tr1均与由谐振电感lr和谐振电容cr构成的谐振单元串联连接。
[0148]
在电路90’中，开关支路92的2m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(2m-1)个连接点。将靠近电路90’的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路92具有从输出电压端至输入端的第1、2、3、
…
、(2m-2)、(2m-1)号连接点。例如，如图10b所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图10b中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关s3的连接点是2号连接点，以此类推，开关s
2m-1
和s
2m
之间的连接点是(2m-1)号连接点。
[0149]
其中m个原边绕组tr1的每一个连接在奇数号的连接点和谐振单元之间，(m-1)个隔直电容cx的每一个连接在偶数号的连接点和第二桥臂的中点m2之间。
[0150]
在上述m个原边绕组tr1中，第x个原边绕组的一端连接到2m个开关中的第(2x-1)个开关和第2x个开关的连接点，其中x是整数，并且1≤x≤m。
[0151]
在上述(m-1)个隔直电容cx中，第k个隔直电容的一端连接到2m个开关中的第2k个开关和第2k 1个开关的连接点，另一端连接至所述第二桥臂的中点m2，其中k是整数，并且1≤k≤m-1。
[0152]
图11a示出了本技术的变换电路的另一种扩展形式。图11a的电路100是对图2中的电路10的另一种扩展。电路100的开关支路102不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(m-2)个开关(s3、
…
、sm)。扩展的(m-2)个开关(s3、
…
、sm)与原先的两个开关s1-s2串联连接，使得开关支路102包含串联连接的m个开关，其中m是整数并且m≥3。电路100进一步包含(m-2)个谐振单元。因此，(m-2)个谐振单元104和谐振单元103共同构成了(m-1)个谐振单元。谐振单元104包含谐振电容crx和谐振电感lrx。电路100中的各个谐振单元(谐振单元103以及谐振单元104)具有相同的谐振参数。
[0153]
具体而言，因此，对于图11a的电路100这样的变换电路可以如下形容：开关支路102具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥3。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路100的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路102具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、m-1号连接点。例如，如图11a所示，开关s1和s2的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图11a中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图11a中标识为
“②”
)，开关s3和开关s4(图11a中标识为
“③”
)的连接点是3号连接点，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关的连接点是(m-1)号连接点。
[0154]
电路100中的(m-1)个谐振单元(103、104)的每一个的一端连接至相应的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1或全桥整流电路的第二桥臂的中点m2。其中，对于一端连接至奇数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至变压器原边绕组tr1。对于一端连接至偶数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2。
[0155]
在上述(m-1)个谐振单元中，第(2y-1)个谐振单元的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。
[0156]
例如，当y＝1时，在(m-1)个谐振单元中，第一(2y-1)个谐振单元(图11a中的谐振单元103)的一端连接至第一(2y-1)个开关(图11a中的开关s1)和第二(2y)个开关(图11a中的开关s2)的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。
[0157]
在上述(m-1)个谐振单元中，第2z个谐振单元的一端连接至m个开关中的第2z个开
关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。
[0158]
例如，当z＝1时，在m-1个谐振单元中，第二(2z)个谐振单元(图11a中的谐振单元1041)的一端连接至第二(2z)个开关(图11a中的开关s2)和第三(2z 1)个开关(图11中的开关s3)的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2。
[0159]
下文描述扩展电路100的转换比。当m是偶数时，电路100的转换比是(mn m):1，其中n是变压器tr原边绕组和副边绕组的匝数比。可以看出，图7示出的电路60实际上就是在图2的电路10的基础上扩展了两个开关后的，具有偶数个开关的开关支路的电路示例。因此图7的电路60的转换比为上文所讨论的(4n 4):1(即，(mn m):1，m＝4)。从而实现了变换电路的转换比的扩展。当m是奇数时，电路100的转换比是((m-1)n m):1，其中n是变压器tr原边绕组和副边绕组的匝数比。从而实现了变换电路的转换比的扩展。图11b示出了在图2的电路10的基础上扩展了一个开关s3后的具有3个开关的开关支路102’的电路100’。谐振单元103’的一端连接至开关s1和s2的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。谐振单元104’的一端连接至开关s2和s3之间的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2。电路100’的转换比为(2n 3):1(即，((m-1)n m):1，m＝3)。
[0160]
虽然图11a和11b示出了(m-1)个谐振单元中的、与奇数号的连接点连接的谐振单元均与单一的原边绕组tr1串联连接的情况，如针对图6a所描述的内容，原边绕组tr1也可由多个子绕组构成，并且每个子绕组分别与(m-1)个谐振单元中的、与奇数号的连接点连接的相应谐振单元串联。
[0161]
类似于针对图6b所描述的内容，相比于图11a和11b中示出的多谐振单元共同串联至公用的原边绕组tr1的情况，也可以是多个原边绕组公用一个谐振单元的情况，如图11c的电路100”所示。
[0162]
电路100”的开关支路102不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(m-2)个开关(s3、
…
、sm)。扩展的(m-2)个开关(s3、
…
、sm)与原先的两个开关s1-s2串联连接，使得开关支路102包含串联连接的m个开关，其中m是整数并且m≥3。电路100进一步包含多个谐振单元104和多个原边绕组tr1。多个谐振单元104的每一个包含谐振电容crx和谐振电感lrx。多个谐振单元104的每一个具有相同的谐振参数。
[0163]
在电路100”中，开关支路102具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥3。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路100的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路102具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、m-1号连接点。例如，如图11c所示，开关s1和s2的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图11c中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图11c中标识为
“②”
)，开关s3和开关s4的连接点是3号连接点(图11c中标识为
“③”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关的连接点是(m-1)号连接点。
[0164]
电路100”中的多个原边绕组tr1的每一个的一端连接至奇数号的连接点，其另一端连接至由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元。电路100”中的多个谐振单元104的每一个的一端连接至偶数号的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2。
[0165]
上述多个原边绕组tr1中的一者的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元，其中y是整
数，并且1≤y≤m/2。
[0166]
上述多个谐振单元104中的一者的一端连接至m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第二桥臂的中点m2，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。
[0167]
图12示出了图3a的电路20的变形。在图12示出的电路110中，电路110具有并联连接的两个开关支路112和115，开关支路112和115各自连接在输入电压的第一端和输出电压的第一端之间。开关支路112具有串联连接的四个开关s1-s4，开关支路115具有串联连接的四个开关s5-s8。电路110的全桥整流电路连接于输出电压的第一端和第二端之间，并具有由整流管sr1和sr2串联构成的第一桥臂以及由整流管sr3和sr4串联构成的第二桥臂。电路110具有四个谐振单元113、114、116和117、两个隔直电容c1和c2，以及变压器tr。变压器tr具有两个原边绕组tr11和tr12，以及一个副边绕组tr2。tr11、tr12和tr2的匝数比为n:n:1。
[0168]
谐振单元113连接在开关s1与s2的连接点p1和原边绕组tr11之间。谐振单元114连接在开关s3与s4的连接点p3和原边绕组tr11之间。谐振单元116连接在开关s5与s6的连接点p4和原边绕组tr12之间。谐振单元117连接在开关s7与s8的连接点p6和原边绕组tr12之间。隔直电容c1连接在开关s2与s3的连接点p2和第二桥臂的中点m2之间。隔直电容c2连接在开关s6与s7的连接点p6和第一桥臂的中点m1之间。
[0169]
在电路110的一个工作周期中，在前半个周期，开关s4、s2、s7、s5以及整流管sr1和sr4导通，而开关s3、s1、s8、s6以及整流管sr2和sr3关断，在后半个周期，开关s4、s2、s7、s5以及整流管sr1和sr4关断，而开关s3、s1、s8、s6以及整流管sr2和sr3导通。电路110同样实现了(4n 4)：1的转换比。与图3a的电路20相比，电路110中开关支路的开关s1～s8电流应力可降低一半，且整流管sr1～sr4的电流更为均衡。
[0170]
[第二实施方式]
[0171]
上文结合图2-12描述了变换电路中整流电路是全桥整流电路的情况。然而，本文并不以此为限，例如，变换电路中的整流电路也可以是全波整流电路。
[0172]
图13a示出了本文第二实施方式的变换电路120的示意图。电路120接收输入电压vin，对输入电压vin进行转换，并将转换后的电压输出。
[0173]
电路120包含有全波整流电路121、开关支路122、谐振单元123和124、以及变压器原边绕组tr1。
[0174]
输入电压和输出电压各自具有第一端和第二端，其中输入电压和输出电压的第二端相连。全波整流电路121具有由开关sr1和变压器副边绕组tr22构成的第一支路，以及由开关sr2和变压器副边绕组tr21构成的第二支路。开关sr1和变压器副边绕组tr22串联连接形成连接点，称为第一中点m1。开关sr2和变压器副边绕组tr21串联连接形成连接点，称为第二中点m2。
[0175]
在电路120的一个示例中，电路120可包含用于输出滤波的输出电容co，输出电容co连接在输出电压的第一端和第二端之间，与全波整流电路121的第一支路和第二支路并联。额外地，电路120还可包含用于输入滤波的输入电容cin，输入电容cin可连接在输入电压的第一端和第二端之间，或者，输入电容cin也可连接在输入电压的第一端和输出电压的第一端之间，如图13a中由虚线连接的输入电容cin所示。
[0176]
开关支路122连接在输入电压的第一端和全波整流电路121的第一中点m1之间，并
且开关支路122包含串联连接的四个开关s1-s4。在开关s1和s2连接形成连接点p1，在开关s2和s3连接形成连接点p2，并且在开关s3和s4连接形成连接点p3。
[0177]
谐振单元123和124分别具有谐振电容cr1、cr2以及谐振电感lr1和lr2。虽然图13a示出的是由串联连接的谐振电容和谐振电感构成的谐振单元，但本文不以此为限，谐振单元也可以由并联连接的谐振电容和谐振电感构成。
[0178]
谐振单元123的一端连接至连接点p1，并且谐振单元124的一端连接至连接点p3，此外，谐振单元123和124的另一端均经由变压器原边绕组tr1连接至第二中点m2。
[0179]
变压器原边绕组tr1、副边绕组tr21和副边绕组tr21构成了匝数比为n：1：1的变压器tr。
[0180]
隔直电容c1连接在连接点p2和第一中点m1之间。
[0181]
参见图13b和13c描述电路120在一个工作周期中的工作。图13b示出了在开关频率等于谐振频率的情况下电路120的一个工作周期(t0～t4)中各个元件中的电流或电压的变化。其中，ilr表示谐振单元123和谐振单元124中每一个的电流，vs3和vs1表示开关s3和s1两端的电压，并且isr1、isr2、is4和is3表示开关sr1、sr2、s4和s3中的电流。图13c示出了电路120在一个工作周期中的前半个周期的电流流向示例。
[0182]
在电路120的一个工作周期中，开关s4、s2、sr1与开关s3、s1、sr2互补对称开通，且占空比接近0.5。t0～t2为电路的前半个工作周期，在其中的t0～t1时间段内，开关s4、s2、sr1开通，而开关s3、s1、sr2关断。此时，电流从输入端通过由开关s4、谐振电容cr2、谐振电感lr2、原边绕组tr1和副边绕组tr21形成的第一谐振通路向输出端提供能量，谐振频率为同时，隔直电容c1上的电压为0.5vin，隔直电容c1上的能量通过由开关sr1、开关s2、谐振电容cr1、谐振电感lr1、原边绕组tr1和副边绕组tr21形成的第二谐振通路向输出端提供能量，谐振频率为此时，由于变压器的原边绕组tr1与副边绕组tr21实际形成串联关系，变压器tr的副边绕组tr22则感应原边绕组tr1和副边绕组tr21两者的谐振电流，并通过由开关sr1和副边绕组tr22形成的第三通路向输出端提供能量。在t1～t2时间段内，开关s4、s2、sr1关断，此时由激磁电感上的电流对开关s4、s2、sr1的寄生电容进行充电，并对开关s3、s1、sr2的寄生电容放电，从而实现软开关。t2～t4为电路的后半个工作周期，在t2～t3时间段内，开关s3、s1、sr2导通而开关s4、s2、sr1关断。与前半个周期类似，此时电流由开关sr2、原边绕组tr1、谐振电感lr2、谐振电容cr2、开关s3、隔直电容c1和副边绕组tr22形成谐振通路流向输出端，并且电流通过由开关sr2、原边绕组tr1、谐振电感lr1、谐振电容cr1、开关s1和副边绕组tr22形成的另一条谐振通路流向输出端，最后副边绕组tr21感应原边绕组tr1和副边绕组tr22的电流，并通过开关sr2和副边绕组tr21形成的谐振通路流向输出端。在t3～t4时间段内，开关s3、s1、sr2关断，此时由激磁电感上的电流对开关s3、s1、sr2的寄生电容进行充电，并对开关s4、s2、sr1的寄生电容放电，从而实现软开关。
[0183]
假设输入端的电流是i，则在电路120的一个工作周期中，两谐振单元的电流分别为2i，变压器tr原边电流即为4i，且该电流经过一个副边绕组直接流向输出端，变压器tr另一个副边感应的电流为4(n 1)i，因此流向输出端的总电流为4(n 2)i。而对输入端来说，由于仅半个谐振周期的电流流过开关s4，输入侧的电流为谐振单元124的电流的一半，即为i。
因此，电路的电压转换比为(4n 8)：1。
[0184]
与图3a所示的利用全桥整流电路的变换电路相比，图13a的电路120在相同变压器匝比的情况下电压转换比进一步增加了4，主要是因为全波整流电路有两个副边绕组tr21和tr22。在工作时，副边绕组tr21和tr22轮流与变压器原边绕组tr1形成串联关系，实际等效匝比变为(n 1)。利用了全波整流电路的变换电路的优势在于开关sr1、sr2均为源极接地，这样开关sr1、sr2的驱动会相对全桥整流更为简单。同时串联的开关s1～s4的驱动在使用自举方式(boost-strap)进行驱动供电时，由于全桥整流电路的每一个桥臂具有两个开关，而全波整流电路中的每一个支路仅包含一个开关，因此供电的级数相对于全桥整流电路的情况可以减少一级。因此，全波整流型的变换电路在驱动电路的元件数量、占用面积与成本上会相对较有优势。全波整流型变换电路中开关sr1、sr2的电压应力为2vo，其中vo为输出电压，但是一个开关状态下仅一个开关开通，此处假设该mosfet的导通电阻为ron_2vo，而全桥整流型的变换电路的开关sr的电压应力为vo，但是整流电流会流过两个开关管，此处假设该mosfet的导通电阻为ron_vo，当ron_2vo《2
×
ron_vo时，使用全波整流型变换电路有效率优势。
[0185]
同样的，谐振单元123和124为谐振频率相同的两组谐振参数，两组参数可以相同也可以不相同。串联连接的开关s1～s4可以由多个开关元件串联形成以降低单个开关的电压应力，也可以由多个开关元件并联形成以增大开关单元的通流能力。
[0186]
[第二实施方式的变形]
[0187]
同全桥整流型的变换电路相似，全波整流型的变换电路也存在各种变形。下面描述全波整流型的变换电路120的各种变形，且仅描述各种变形相对于变换电路120的不同之处，相同的部分不再赘述。
[0188]
图14中的电路130是对图13a中的电路120的进一步变形。在电路130中，谐振电感lr1和lr2各自的一部分合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc，该公共电感lrc与变压器原边串联，此时的谐振频率为：
[0189][0190]
这样做的好处是可以利用变压器的漏感，减少谐振电感所需的感量，从而达到减少元器件使用、减小变换器体积的效果。
[0191]
图15中的电路140是对图13a中的电路120的进一步变形。在电路140中，当两个谐振单元的参数相同时，可将两个谐振单元各自的谐振电感合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc，该公共电感lrc然后与变压器原边串联。此时的谐振频率谐振电容cr1和cr2的容值相同。电路140工作在dc transformer模式下，电路以固定工作频率运行，漏感需求值很小，可以直接利用变压器的漏感作为公共谐振电感lrc，这减少了元器件的使用数量与体积。
[0192]
图16a中的电路150是对图13a中的电路120的进一步变形。相比于图13a的多个谐振单元公用一个原边绕组的情况，在图16a的电路150中，变压器具有分别与两个谐振单元(即，谐振电感lr1和谐振电容cr1构成的谐振单元以及谐振电感lr2和谐振电容cr2构成的谐振单元)串联的两个原边绕组tr11和tr12，以及两个副边绕组tr21和tr22。原边绕组
tr11、原边绕组tr12、副边绕组tr21和副边绕组tr22的匝数比为n:n:1:1。其中原边绕组tr11的一端连接至第二中点m2，另一端连接至谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元。原边绕组tr12的一端连接至第二中点m2，另一端连接至谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元。在一些实施例中，由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr11串联即可。同样，由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr12的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr12串联即可。
[0193]
图16b中的电路150’是对图13a中的电路120的进一步变形。相比于图13a中的电路120所示出的谐振单元123和124公用一个原边绕组tr1的情况，也可以如图16b中示出的两个原边绕组tr11和tr12公用一个谐振单元。在电路150’中，变压器具有两个原边绕组tr11和tr12。原边绕组tr11的一端连接至连接点p1，原边绕组tr12的一端连接至连接点p3，原边绕组tr11和tr12的另一端共同连接至由谐振电感lr和谐振电容cr构成的谐振单元的一端，该谐振单元的另一端连接至第二支路的中点m2。
[0194]
在图16a和16b的电路中，同样可以利用变压器的漏感作为谐振单元的一部分或全部的谐振电感，以减少电路元件。
[0195]
图17中的电路160是对图13a中的电路120的进一步变形。在电路160中，当谐振单元163中的谐振电容cr1、谐振电感lr1与谐振单元164中的谐振电容cr2、谐振电感lr2参数相同时，可使用与谐振单元163和164相同参数的谐振电容cr3和谐振电感lr3来代替原有的连接至开关s2和s3的连接点p2的单一隔直电容，以构成谐振单元165。其中谐振电容cr3既起到隔直电容的作用，又与谐振电感lr3一起参与电路谐振。
[0196]
图18中的电路170是对图13a中的电路120的进一步变形。在电路170中，可以将与电路170的全波整流电路的第一支路和第二支路并联的输出电容co用作被两个谐振单元所共用的谐振电容cr。此时，连接在开关支路的连接点和第一支路的中点m2之间的谐振单元中可以仅包括谐振电感。在电路170中，谐振电容cr被谐振电感lr1和lr2共用，谐振电容cr与谐振电感lr1进行谐振以作为一个谐振单元，谐振电容cr与谐振电感lr2进行谐振以作为另一个谐振单元。电路170简化了电路配置。虽然电路170中谐振电感lr2串联有电容c2，谐振电感lr1串联有电容c3，然而电容c2和c3主要用作隔直电容，并且电容c2和c3可以省略。
[0197]
电路中的变压器也可进一步拆分为两个独立的变压器。图19中的电路180是对图13a中的电路120的进一步变形。在电路180中，全波整流电路可进一步包含与第一支路和第二支路并联的第三支路和第四支路。第三支路包含串联的开关sr3、变压器tr’的副边绕组tr’21，开关sr3和变压器tr’的副边绕组tr’21连接形成一连接点，称为第三中点m3。第四支路包含串联的开关sr4、变压器tr’的副边绕组tr’22，开关sr4和变压器tr’的副边绕组tr’22连接形成一连接点，称为第四中点m4。
[0198]
由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元的一端连接至开关s1和s2的连接点p1。由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的另一谐振单元的一端连接至开关s3和s4的连接点p3。其中变压器tr的原边绕组tr1的一端连接至第二中点m2，另一端连接至谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元。变压器tr的原边绕组tr1，副边绕组tr21和副边绕组tr22的匝数比为n：1：1。变压器tr’的原边绕组tr’1的一端连接至第四中点m4，另一端连接至谐
振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元。变压器tr’的原边绕组tr’1，副边绕组tr’21和副边绕组tr’22的匝数比为n：1：1。在一些实施例中，由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr1的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元和原边绕组tr1串联即可。同样，由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr’1的位置可以互换。只要保证由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的谐振单元和原边绕组tr’1串联即可。
[0199]
隔直电容c1的一端连接至开关s2和s3的连接点p2，另一端连接至第三中点m3。
[0200]
电路180好处是可以减小单个变压器以及单个整流管的电流应力，或者说使用同样元件时增大变压器及开关sr的通流能力，从而增大变换器的输出功率。
[0201]
本文的变换电路可以被进一步扩展以改变电压转换比。图20a示出了图13a的变换电路120的一种扩展形式。图20a示出的电路190相比于图13a中的电路120，其开关支路192不仅包含有原先的四个开关s1-s4，并且还进一步扩展有(2m-4)个开关(s5、s6
…s2m-1
、s
2m
)。扩展的(2m-4)个开关(s5、s6
…s2m-1
、s
2m
)与原先的四个开关s1-s4串联连接，使得开关支路192包含串联连接的2m个开关，其中m是整数且m≥3。
[0202]
电路190进一步包含(m-2)个隔直电容cx和(m-2)个谐振单元195。因此，在电路190中，(m-2)个cx和隔直电容c1共构成(m-1)个隔直电容，(m-2)个谐振单元195和谐振单元193和194共构成m个谐振单元。谐振单元195各自包含谐振电容crx和谐振电感lrx。
[0203]
因此，对于图20a的电路190这样的变换电路可以如下形容：开关支路192具有2m个串联连接的开关，其中m是整数且m≥3。这2m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(2m-1)个连接点。
[0204]
将靠近电路190的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路192具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(2m-2)、(2m-1)号连接点。例如，如图20a所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2之间的连接点为1号连接点(图20a中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图20a中标识为
“②”
)，开关s3和s4的连接点是3号连接点(图20a中标识为
“③”
)，以此类推，开关s
2m-1
和s
2m
的连接点是(2m-1)号连接点。
[0205]
其中m个谐振单元(即，谐振单元193、194和(m-2)个谐振单元195)的每一个连接在奇数号的连接点和原边绕组tr1之间，并且(m-1)个隔直电容(即，隔直电容c1和(m-2)个隔直电容cx)的每一个连接在偶数号的连接点和第一中点m1之间。
[0206]
在m个谐振单元中，第x个谐振单元的一端连接到2m个开关中的第(2x-1)个开关和第2x个开关的连接点，其中m和x是整数，并且m≥3、1≤x≤m。例如，当x＝1时，对于m个谐振单元的第一(x)个谐振单元(图20a中的谐振单元193)，其一端连接至第一(2x-1)个开关(图20a中的开关s1)和第二(2x)个开关(图20a中的开关s2)之间的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。又例如，当x＝2时，对于m个谐振单元的第二(x)个谐振单元(图20a中的谐振单元194)，其一端连接至第三(2x-1)个开关(图20a中的开关s3)和第四(2x)个开关(图20a中的开关s4)之间的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。
[0207]
在(m-1)个隔直电容cx中，第k个隔直电容的一端连接到2m个开关中的第2k个开关和第2k 1个开关的连接点，另一端连接至第一中点m1，其中m、k是整数，并且m≥3、1≤k≤m-1。例如，当k＝1时，第一(k)个隔直电容(图20a中的隔直电容c1)的一端连接至第二(2k)个开关(图20a中的开关s2)和第三(2k 1)个开关(图20a中的开关s3)的连接点，另一端连接至
第一中点m1。又例如，当k＝(m-1)时，第(m-1)(k)个隔直电容的一端连接至第2m-2(2k)个开关(图20a中的与开关s
2m-1
相邻的前一个开关，未示出)和第2m-1(2k 1)个开关(图20a中的开关s
2m-1
)的连接点，另一端连接至所述第一中点m1。
[0208]
因此，对于图20a的电路190，当变压器的原边绕组tr1、副边绕组tr21和副边绕组tr22的匝数比是n：1：1时，电路190转换比是(mn 2m)：1。从而实现了变换电路的转换比的扩展。
[0209]
参照图17当变换电路中的各个谐振单元的谐振参数均相同时，其中隔直电容可以由谐振参数相同的谐振单元替代。
[0210]
虽然图20a的电路190示出了m个谐振单元均与单一的原边绕组tr1串联连接的情况，如针对图16a所描述的内容，原边绕组tr1也可由多个子绕组构成，并且每个子绕组分别与m个谐振单元中的相应谐振单元串联。
[0211]
类似于针对图16b所描述的内容，相比于图20a中示出的m个谐振单元共同串联至公用的原边绕组tr1的情况，也可以是多个原边绕组公用一个谐振单元的情况，如图20b的电路190’所示。
[0212]
在电路190’中，开关支路192不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)。扩展的(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)与原先的两个开关s1和s2串联连接，使得开关支路92包含串联连接的2m个开关，即，偶数个开关，其中m是整数且m≥2。电路190’进一步包含(m-1)个隔直电容cx和m个原边绕阻tr1。这m个原边绕阻tr1均与由谐振电感lr和谐振电容cr构成的谐振单元串联连接。
[0213]
在电路190’中，开关支路192的2m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(2m-1)个连接点。将靠近电路190’的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路192具有从输出电压端至输入端的第1、2、3、
…
、(2m-2)、(2m-1)号连接点。例如，如图20b所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图20b中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关s3的连接点是2号连接点(图20b中标识为
“②”
)，以此类推，开关s
2m-1
和s
2m
之间的连接点是(2m-1)号连接点。
[0214]
其中m个原边绕组tr1的每一个连接在奇数号的连接点和由谐振电感lr和谐振电容cr构成的谐振单元之间，(m-1)个隔直电容cx的每一个连接在偶数号的连接点和第一支路的中点m1之间。
[0215]
在上述m个原边绕组tr1中，第x个原边绕组的一端连接到2m个开关中的第(2x-1)个开关和第2x个开关的连接点，其中x是整数，并且1≤x≤m。
[0216]
在上述(m-1)个隔直电容cx中，第k个隔直电容的一端连接到2m个开关中的第2k个开关和第2k 1个开关的连接点，另一端连接至所述第一支路的中点m1，其中k是整数，并且1≤k≤m-1。
[0217]
图21a示出了本文的变换电路的另一种扩展形式。图21a的电路200是图17中的电路160的扩展，图21a示出的电路200的开关支路202不仅包含有原先的四个开关s1-s4，并且还进一步扩展有(m-4)个开关(s5、
…
、sm)。扩展的(m-4)个开关(s5、
…
、sm)与原先的四个开关s1-s4串联连接，使得开关支路202包含m个开关，其中m是整数且m≥5。电路200进一步包含(m-4)个额外的谐振单元206。(m-4)个额外的谐振单元206和谐振单元203-205共同构成了(m-1)个谐振单元。(m-4)个额外的谐振单元206包含谐振电容crx和额外的谐振电感lrx。
电路200中的各个谐振单元具有相同的谐振参数。
[0218]
具体而言，因此，对于图21a的电路200这样的变换电路可以如下形容：开关支路202具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥5。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路200的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路202具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(m-1)号连接点。例如，如图21a所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图21a中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图21a中标识为
“②”
)，开关s3和s4的连接点是3号连接点(图21a中标识为
“③”
)，开关s4和s5的连接点是4号连接点(图21a中标识为
“④”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关(未示出)的连接点是(m-1)号连接点。
[0219]
电路200中的(m-1)个谐振单元(203-206)的一端连接至相应的连接点，另一端连接至原边绕组tr1或第一中点m1。其中，对于一端连接至奇数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至变压器原边绕组tr1。对于一端连接至偶数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至第一中点m1。
[0220]
在(m-1)个谐振单元中，第(2y-1)个谐振单元的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。例如，当y＝1时，在m-1个谐振单元中，第一(2y-1)个谐振单元(图21a中的谐振单元203)的一端连接至第一(2y-1)个开关(图21a中的开关s1)和第二(2y)个开关(图21a中的开关s2)的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。又例如，当y＝2时，在m-1个谐振单元中，第三(2y-1)个谐振单元(图21a中的谐振单元204)的一端连接至第三(2y-1)个开关(图21a中的开关s3)和第四(2y)个开关(图21a中的开关s4)的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1。
[0221]
进一步地，在(m-1)个谐振单元中，第2y个谐振单元的一端连接至m个开关中的第2y个开关和第(2y 1)个开关的连接点，另一端连接至第一中点m1。例如，当y＝1时，在(m-1)个谐振单元中，第二(2y)个谐振单元(图21a中的谐振单元205)的一端连接至第二(2y)个开关(图21a中的开关s2)和第三(2y 1)个开关(图21a中的开关s3)的连接点，另一端连接至第一中点m1。又例如，当y＝2时，在(m-1)个谐振单元中，第四(2y)个谐振单元(图21a中谐振单元2061)的一端连接至第四(2y)个开关(图21a中的开关s4)和第五(2y 1)个开关(图21a中的开关s5)的连接点，另一端连接至第一中点m1。
[0222]
对于图21a的电路200，变压器的原边绕组tr1、副边绕组tr21和副边绕组tr22的匝数比是n：1：1。当m是奇数时，电路100的转换比是((m-1)n 2m)：1。当m是偶数时，电路100的转换比是其(mn 2m)：1，其中n是变压器tr的匝数比。从而实现了变换电路的转换比的扩展。
[0223]
虽然图21a示出了(m-1)个谐振单元中的、与奇数号的连接点连接的谐振单元均与单一的原边绕组tr1串联连接的情况，如针对图16a所描述的内容，原边绕组tr1也可由多个子绕组构成，并且每个子绕组分别与(m-1)个谐振单元中的、与奇数号的连接点连接的相应谐振单元串联。
[0224]
类似于针对图16b所描述的内容，相比于图21a中示出的多谐振单元共同串联至公用的原边绕组tr1的情况，也可以是多个原边绕组公用一个谐振单元的情况，如图21b的电路200’所示。
[0225]
电路200’的开关支路202不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有
(m-2)个开关(s3、
…
、sm)。扩展的(m-2)个开关(s3、
…
、sm)与原先的两个开关s1-s2串联连接，使得开关支路102包含串联连接的m个开关，其中m是整数并且m≥5。电路200’进一步包含多个谐振单元207和多个原边绕组tr1。多个谐振单元207的每一个包含谐振电容crx和谐振电感lrx。多个谐振单元207的每一个具有相同的谐振参数。
[0226]
在电路200’中，开关支路202具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥5。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路100的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路102具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、m-1号连接点。例如，如图21b所示，开关s1和s2的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图21b中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图21b中标识为
“②”
)，开关s3和开关s4的连接点是3号连接点(图21b中标识为
“③”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关的连接点是(m-1)号连接点。
[0227]
电路200’中的多个原边绕组tr1的每一个的一端连接至奇数号的连接点，其另一端连接至由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元。电路200’中的多个谐振单元207的每一个的一端连接至偶数号的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第一支路的中点m1。
[0228]
上述多个原边绕组tr1中的一者的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。
[0229]
上述多个谐振单元207中的一者的一端连接至m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至全桥整流电路的第一支路的中点m1，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。
[0230]
图21c的电路200”示出了本文的变换电路的另一种扩展形式。图21c示出的电路200”的开关支路202包含m个开关，其中m是整数且m≥3。电路200”进一步包含(m-1)个转换支路208(2081、2082、
…
、208
m-1
)，例如，每一个转换支路208可以是由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元。此外，电路200”的全波整流电路包含n个支路，例如，图21c示出的全波整流电路包含有由开关sr1和变压器tr的一个副边绕阻ns1构成的第一支路、由开关sr2和变压器tr的一个副边绕阻ns2构成的第二支路、由开关sr3和变压器tr的一个副边绕阻ns3构成的第三支路、以及由开关srn和变压器tr的一个副边绕阻nsn构成的第n支路。这n个支路中的每一个支路的开关和副边绕阻串联形成相应支路的中点。在该实施方式中，全波整流电路中支路的数量n不大于开关支路202中开关的数量m，并且支路的数量n至少为2，即，除了满足m≥3，还需满足m≥n≥2。
[0231]
全波整流电路的n个支路包含至少一个第一类支路和至少一个第二类支路，其中第一类支路的副边绕组的同名端相连，并且第一类支路的副边绕组和第二类支路的副边绕组的异名端相连。例如，如图21c中所示，由开关sr1和变压器tr的一个副边绕阻ns1构成的第一支路以及由开关sr3和变压器tr的一个副边绕阻ns3构成的第三支路是第一类支路，而由开关sr2和变压器tr的一个副边绕阻ns2构成的第二支路以及由开关srn和变压器tr的一个副边绕阻nsn构成的第n支路是第二类支路。额外地，在全波整流电路的n个支路中，第一类支路的开关同时导通和关断，并且第一类支路的开关和所述第二类支路的开关互补对称导通。
[0232]
图21c的电路200”的开关支路202具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥
3。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路200”的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路202具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(m-1)号连接点。例如，如图21c所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图21c中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关(未示出)的连接点是2号连接点(图21c中标识为
“②”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关(未示出)的连接点是(m-1)号连接点。
[0233]
在电路200”中的(m-1)个转换支路208中，对于一端连接至开关支路202的奇数号的连接点的转换支路，该转换支路连接在开关支路202的奇数号的连接点和n个支路中的第二类支路中的一者的中点之间；而对于一端连接至开关支路202的偶数号的连接点的转换支路，该转换支路连接在开关支路202的偶数号的连接点和n个支路中的第一类支路中的一者的中点之间。
[0234]
在(m-1)个转换支路208中，第(2y-1)个转换支路的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至n个支路中的第二类支路中的一者的中点，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。例如，当y＝1时，在(m-1)个转换支路208中，第一(2y-1)个转换支路(图21c中的转换支路2081)的一端连接至第一(2y-1)个开关(图21c中的开关s1)和第二(2y)个开关(图21c中的开关s2)的连接点，另一端连接至n个支路中的第二类支路中的一者的中点，例如，第二支路的中点。
[0235]
进一步地，在(m-1)个转换支路中，第2z个转换支路的一端连接至m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至n个支路中的第一类支路中的一者的中点，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。例如，当z＝1时，在(m-1)个转换支路中，第二(2z)个转换支路(图21c中的转换支路2082)的一端连接至第二(2z)个开关(图21c中的开关s2)和第三(2z 1)个开关(图21c中的开关s3)的连接点，另一端连接至第n个支路中的第一类支路中的一者的中点，例如第三支路的中点。
[0236]
此外，电路200”进一步含有变压器tr的一个原边绕组np，该原边绕组np与(m-1)个转换支路中的一者串联连接。例如，图21c示出了原边绕组np与转换支路2081串联，但本文不限于此，原边绕组np还可以与转换支路2082、
…
、208
m-1
中的任一者串联。图21c的电路可实现vin/vo＝2(np m)的电压转换比。
[0237]
虽然图21c示出了与(m-1)个转换支路中的任一者串联连接的一个原边绕组np，本文不限于此，也可包括与(m-1)个转换支路中的多个串联连接的多个原边绕组np。例如，如图21d所示，电路200”可包括与(m-1)个转换支路数量相同的(m-1)个原边绕组np(np1、np2、
…
、np
m-1
)，并且(m-1)个原边绕组np的每一个与(m-1)个转换支路中的相应的转换支路串联。当图21d中的原边绕组np的匝比为1:1:
…
:1时，可以实现vin/vo＝2(n1 n2
…
n
m-1
m)的电压转换比，其中n1、n2、
…
、n
m-1
分别是原边绕组np1、np2、
…
、np
m-1
的匝数。
[0238]
虽然图21c和图21d中的多个转换支路208均示出为谐振单元，但是多个转换支路208中的一些也可以由非谐振单元构成，例如，非谐振单元可以是仅由一个电容构成的单元，或由谐振频率远小于或者远大于电路的开关频率(小于1/3的开关频率或者大于3倍的开关频率)电容和电感构成。当多个转换支路208中包含由非谐振单元构成的转换支路时，需要由非谐振单元构成的转换支路两侧相邻的转换支路均为谐振单元。换句话说，(m-1)个转换支路208中的第i个转换支路为非谐振单元，且(m-1)个转换支路208中的第(i-1)个转
换支路和第(i 1)个转换支路均为谐振单元，其中m≥4，i≤m-2，且i为整数。
[0239]
图22示出了图13a的电路120的变形。在图22示出的电路210中，全波整流电路具有由开关sr1和变压器副边绕组tr22构成的第一支路，以及由开关sr2和变压器副边绕组tr21构成的第二支路。开关sr1和变压器副边绕组串联连接形成第一中点m1，开关sr2和变压器副边绕组tr21串联连接形成中点m2。
[0240]
电路210具有两个开关支路212和215，开关支路212连接在输入电压的第一端和第一中点m1之间，开关支路215连接在输入电压的第一端和第二中点m2之间。开关支路212具有串联连接的四个开关s1-s4，开关支路215具有串联连接的四个开关s5-s8。电路210还具有四个谐振单元213、214、216和217、两个隔直电容c1和c2，以及变压器原边绕组tr11和tr12。变压器原边绕组tr11、原边绕组tr12、副边绕组tr12和副边绕组tr22的匝数比为n:n:1:1。
[0241]
谐振单元213连接在开关s1与s2的连接点p1和原边绕组tr11之间。谐振单元214连接在开关s3与s4的连接点p3和原边绕组tr11之间。谐振单元216连接在开关s5与s6的连接点p4和原边绕组tr12之间。谐振单元217连接在开关s7与s8的连接点p6和原边绕组tr12之间。隔直电容c1连接在开关s2与s3的连接点p2和第一中点m1之间。隔直电容c2连接在开关s6与s7的连接点p5和第二中点m2之间。
[0242]
在电路210的一个工作周期中，在前半个周期，开关s4、s2、s7、s5、sr1导通，而开关s3、s1、s8、s6、sr2关断，在后半个周期，开关s4、s2、s7、s5、sr1关断，而开关s3、s1、s8、s6、sr2导通。电路210同样实现了(4n 8)的转换比。与图13a的电路120相比，电路210中开关支路的开关s1～s8电流应力可降低一半，且开关sr1与sr2的电流更为均衡。
[0243]
[第三实施方式]
[0244]
图23示出了根据本文第三实施方式的变换电路220的电路示例。
[0245]
如图23所示，电路220接收输入电压vin，对输入电压vin进行转换，并将转换后的电压输出。
[0246]
电路220包含有全波整流电路221、开关支路222以及谐振单元223。
[0247]
输入电压和输出电压各自具有第一端和第二端，其中输入电压的第二端和输出电压的第二端相连。全波整流电路221具有由开关sr1和变压器tr的第一绕组tr22构成的第一支路，以及由开关sr2和变压器tr的第二绕组tr21构成的第二支路。开关sr1和变压器tr的第一绕组tr22串联连接形成第一中点m1，开关sr2和变压器tr的第二绕组tr21串联连接形成第二中点m2。
[0248]
在电路220的一个示例中，电路220可包含用于输出滤波的输出电容co，输出电容co连接在输出电压的第一端和第二端之间，与全波整流电路221的第一支路和第二支路并联。额外地，电路220还可包含用于输入滤波的输入电容cin，输入电容cin可连接在输入电压的第一端和第二端之间，或者，输入电容cin也可连接在输入电压的第一端和输出电压的第一端之间，如图23中由虚线连接的输入电容cin所示。
[0249]
开关支路222连接在输入电压的第一端和第一中点m1之间，并且开关支路222包含串联连接的两个开关s1和s2。开关s1和s2连接形成连接点p1。
[0250]
谐振单元223具有谐振电容cr以及谐振电感lr。虽然图23示出的是由串联连接的谐振电容和谐振电感构成的谐振单元，但本文不以此为限，谐振单元也可以由并联连接的
谐振电容和谐振电感构成。
[0251]
谐振单元223的一端连接至连接点p1，另一端连接至第二中点m2。谐振单元223未串联变压器tr的任何绕组。
[0252]
变压器tr第一绕组tr22和第二绕组tr21的匝数比为1:1。在电路220的一个工作周期中，开关s2、sr1与开关s1、sr2互补对称开通，占空比接近0.5。在前半个工作周期内，开关s2、sr1开通，而开关s1、sr2关断。此时，电流从输入端通过由开关s2、谐振电容cr、谐振电感lr、第二绕组tr21形成的第一谐振通路向输出端提供能量，谐振频率为同时，变压器的第一绕组tr22绕组感应第二绕组tr21的谐振电流，并通过由开关sr1和第一绕组tr22形成的第二通路向输出端提供能量。在从前半周期切换至后半周期的时间段内，由激磁电感上的电流对开关s2、sr1的寄生电容进行充电，并对开关s1、sr2的寄生电容放电，从而实现软开关。在后半个工作周期的时间段内，开关s1、sr2导通而开关s2、sr1关断。与前半个周期类似，此时电流通过由开关sr2、谐振电感lr、谐振电容cr、开关s1和第一绕组tr22形成的一条谐振通路流向输出端，同时第二绕组tr21感应第一绕组tr22的电流，并通过开关sr2和绕组tr21形成的另一条谐振通路流向输出端。
[0253]
假设输入端的电流是i，则在电路220的一个工作周期中，谐振单元的电流为2i，且该电流经过变压器tr的一个绕组直接流向输出端。由于变压器tr实际的匝数比为1:1，所以变压器tr另一个绕组感应的电流也为2i，因此流向输出的总电流为4i。而对输入端来说，由于仅半个谐振周期的电流流过开关s2，输入侧的电流为谐振单元213的电流的一半，即为i。因此，电路的电压转换比为4：1。
[0254]
[第三实施方式的变形]
[0255]
与本文描述的第二方式及其变形类似，本文描述的第三实施方式也可以具有多种变形。下文描述全波整流型的变换电路220的各种变形，且仅描述各种变形相对于变换电路220的不同之处，相同的部分不再赘述。
[0256]
图24示出了根据本文第三实施方式的变形的变换电路230的示意图。
[0257]
相比于图23的电路220，图24示出的电路230在开关支路中扩展了两个串联连接的开关s3和s4，使得开关支路包含有串联连接的四个开关s1-s4，其中开关s1和s2串联连接形成连接点p1，开关s2和s3串联连接形成连接点p2，并且开关s3和s4串联连接形成连接点p3。
[0258]
电路230进一步扩展有隔直电容c1和由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的另一谐振单元234。隔直电容c1的一端连接至连接点p2，另一端连接至第一中点m1。谐振单元234的一端连接至连接点p3，另一端连接至第二中点m2。
[0259]
由于在电路230的一个工作周期中，串联连接的变压器tr的第一绕组tr21和第二绕组tr22在一个工作周期中的前半个周期和后半个周期中相互感应，因此电路230实现的电压转换比为8：1。
[0260]
在图25的电路240示出了图23的电路220的另一种变形。虽然图23示出的谐振单元包含谐振电容cr和谐振电感lr，但是可以使用具有第二绕组tr21和第一绕组tr22的变压器tr的漏感作为谐振单元的谐振电感。因此，在图25的电路240中，将变压器tr的漏感lk用作谐振电感，以与谐振电容cr产生谐振。电路240同样可以达到图23的电路220的效果，并简化了电路配置。
[0261]
图26中的电路250是对图24中的电路230的进一步变形。在电路250中，谐振电感lr1和lr2各自的一部分合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc，此时的谐振频率为：
[0262][0263]
这样做的好处是可以利用变压器的漏感，减少谐振电感所需的感量，从而达到减少元器件使用、减小变换器体积的效果。
[0264]
图27中的电路260是对图24中的电路230的进一步变形。在电路260中，当两个谐振单元的参数相同时，可将两个谐振单元各自的谐振电感合并为一个被两个谐振单元共用的公共电感lrc。此时的谐振频率谐振电容cr1和cr2的容值相同。电路140工作在dc transformer模式下，电路以固定工作频率运行，漏感需求值很小，可以直接利用变压器的漏感作为公共谐振电感lrc，这减少了元器件的使用数量与体积。
[0265]
图28中的电路270是对图24中的电路230的进一步变形。在电路270中，当谐振单元273中的谐振电容cr1、谐振电感lr1与谐振单元274中的谐振电容cr2、谐振电感lr2参数相同时，可使用与谐振单元273和274相同参数的谐振电容cr3和谐振电感lr3来代替原有的连接至开关s2和s3的连接点p2的单一隔直电容，以构成谐振单元275。其中谐振电容cr3既起到隔直电容的作用，又与谐振电感lr3一起参与电路谐振。
[0266]
图29中的电路280是对图24中的电路230的进一步变形。在电路280中，可以将与电路280的全波整流电路的第一支路和第二支路并联的输出电容co用作被两个谐振单元所共用的谐振电容cr。因此，在电路280中，谐振电容cr被谐振电感lr1和lr2共用，谐振电容cr与谐振电感lr1进行谐振以作为一个谐振单元，谐振电容cr与谐振电感lr2进行谐振以作为另一个谐振单元，并且此时，连接在开关电路的连接点的谐振单元可仅具有谐振电感。电路280简化了电路配置。虽然电路280中谐振电感lr2串联有电容c2，谐振电感lr1串联有电容c3，然而电容c2和c3主要用作隔直电容，并且电容c2和c3可省略。
[0267]
图30中的电路290是对图24中的电路230的进一步变形。在电路290中，全波整流电路可进一步包含与第一支路和第二支路并联的第三支路和第四支路。第三支路包含串联的开关sr3、变压器tr’的第一绕组tr’21，开关sr3和变压器tr’的第一绕组tr’21连接形成一连接点，称为第三中点m3。第四支路包含串联的开关sr4、变压器tr’的第二绕组tr’22，开关sr4和变压器tr’的第二绕组tr’22连接形成一连接点，称为第四中点m4。
[0268]
由谐振电容cr1和谐振电感lr1构成的谐振单元的一端连接至开关s1和s2的连接点p1，另一端连接至第二中点m2。由谐振电容cr2和谐振电感lr2构成的另一谐振单元的一端连接至开关s3和s4的连接点p3，另一端连接至第四中点m4。变压器tr的第一绕组tr21和第二绕组tr22的匝数比为1：1。变压器tr’的第一绕组tr’21和第二绕组tr’22的匝数比为1：1。
[0269]
隔直电容c1的一端连接至开关s2和s3的连接点p2，另一端连接至第三中点m3。
[0270]
电路290好处是可以减小单个变压器以及单个整流管的电流应力，或者说使用同样元件时增大变压器及开关sr的通流能力，从而增大变换器的输出功率。
[0271]
同样，图23的电路220也可以被进一步扩展以改变电压转换比。图31示出了一种扩
展形式。在图31示出的电路300中，其开关支路302不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)。扩展的(2m-2)个开关(s3、s4
…s2m-1
、s
2m
)与原先的两个开关s1和s2串联连接，使得开关支路92包含串联连接的2m个开关，其中m是整数且m≥2。
[0272]
电路300进一步包含(m-1)个隔直电容cx(c
x1
、c
x2
)和(m-1)个谐振单元304。其中(m-1)个谐振单元304和原先的谐振单元303使得电路300具有m个谐振单元。谐振单元304各自包含谐振电容crx和谐振电感lrx。
[0273]
因此，对于图31的电路300这样的变换电路可以如下形容：开关支路302具有2m个串联连接的开关，其中m是整数且m≥2。这2m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(2m-1)个连接点。
[0274]
将靠近电路300的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路92具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(2m-2)、(2m-1)号连接点。例如，如图31所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图31中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关的连接点是2号连接点(图31中标识为
“②”
)，以此类推，开关s
2m-1
和s
2m
之间的连接点是(2m-1)号连接点。
[0275]
其中m个谐振单元的每一个连接在奇数号的连接点和第二中点m2之间，(m-1)个隔直电容cx的每一个连接在偶数号的连接点和第一中点m1之间。
[0276]
在上述m个谐振单元中，第x个谐振单元的一端连接到2m个开关中的第(2x-1)个开关和第2x个开关的连接点，其中x是整数，并且1≤x≤m。例如，当x＝1时，对于m个谐振单元的第一(x)个谐振单元(图31中的谐振单元303)，其一端连接至第一(2x-1)个开关(图31中的开关s1)和第二(2x)个开关(图31中的开关s2)的连接点，另一端连接至第二中点m2。又例如，当x＝m时，对于m个谐振单元的第m(x)个谐振单元(图31中的谐振单元304)，其一端连接至第(2m-1)(2x-1)个开关(图31中的开关s
2m-1
)和第2m(2x)个开关(图31中的开关s
2m
)之间的连接点，另一端连接至第二中点m2。
[0277]
在上述(m-1)个隔直电容cx中，第k个隔直电容的一端连接到2m个开关中的第2k个开关和第(2k 1)个开关的连接点，另一端连接至所述第二桥臂的中点m2，其中k是整数，并且1≤k≤(m-1)。例如，当k＝1时，第一(k)个隔直电容(图31中的电容c
x1
)的一端连接至第二(2k)个开关(图31中的开关s2)和与第三个开关(图31中的与开关s2相邻的下一个开关，未示出)的连接点，另一端连接至第一中点m1。又例如，当k＝(m-1)时，第(m-1)(k)个隔直电容(图31中的隔直电容c
x2
)的一端连接至第(2m-2)(2k)个开关(图31中的与开关s
2m-1
相邻的前一个开关，未示出)和第(2m-1)(2k 1)个开关(图10中的开关s
2m-1
)的连接点，另一端连接至所述第一种点m1。
[0278]
因此，对于图31的电路300，其转换比是4m:1。从而实现了变换电路的转换比的扩展。可以看出，对于图24中的电路230，其可以视为是对图23中的电路220扩展了一对开关、一个隔直电容和一个谐振单元后的电路。
[0279]
图32示出了另一种扩展形式。图32的电路331是对图23中的电路220的另一种扩展。电路310的开关支路312不仅包含有原先的两个开关s1-s2，并且还进一步扩展有(m-2)个开关(s3、
…
、sm)。扩展的(m-2)个开关(s3、
…
、sm)与原先的两个开关s1-s2串联连接，使得开关支路312包含串联连接的m个开关，其中m是整数并且m≥3。电路310进一步包含(m-2)
个谐振单元314(3141、3142)。因此，(m-2)个谐振单元314和谐振单元313共同构成了(m-1)个谐振单元。谐振单元314包含谐振电容crx和谐振电感lrx。电路310中的各个谐振单元(谐振单元313以及谐振单元314)具有相同的谐振参数。
[0280]
具体而言，对于图32的电路310这样的变换电路可以如下形容：开关支路312具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥3。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路310的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路312具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(m-1)号连接点。例如，如图32所示，开关s1和s2的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图32中标识为
“①”
)，并且开关s2和s3的连接点是2号连接点(图32中标识为
“②”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关(未示出)的连接点是(m-1)号连接点。
[0281]
电路310中的(m-1)个谐振单元(313、314)的每一个的一端连接至相应的连接点，另一端连接至第一中点m1或第二中点m2。其中，对于一端连接至奇数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至第二中点m2。对于一端连接至偶数号的连接点的谐振单元，其另一端连接至第一中点m1。
[0282]
在上述(m-1)个谐振单元中，第(2y-1)个谐振单元的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至变压器原边绕组tr1，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。例如，当y＝1时，在(m-1)个谐振单元中，第一(2y-1)个谐振单元(图32中的谐振单元313)的一端连接至第一(2y-1)个开关(图32中的开关s1)和第二(2y)个开关(图32中的开关s2)的连接点，另一端连接至第二中点m2。
[0283]
在(m-1)个谐振单元中，第2z个谐振单元的一端连接至m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至第一中点m1，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。例如，当z＝1时，在(m-1)个谐振单元中，第二(2z)个谐振单元(图32中的谐振单元3141)的一端连接至第二(2z)个开关(图32中的开关s2)和第三(2z 1)个开关(图32中的开关s3)的连接点，另一端连接至第一中点m1。对于扩展电路310的转换比，仍然是m：1。
[0284]
图33示出了图24的电路230的变形。在图33示出的电路320中，全波整流电路具有由开关sr1和第一绕组tr22构成的第一支路，以及由开关sr2和第二绕组tr21构成的第二支路。开关sr1和第一绕组tr22串联连接形成第一中点m1，开关sr2和变压器第二绕组tr21串联连接形成中点m2。
[0285]
电路320具有两个开关支路322和325，开关支路322连接在输入的第一端和第一中点m1之间，开关支路325连接在输入的第一端和第二中点m2之间。开关支路322具有串联连接的四个开关s1-s4，开关支路325具有串联连接的四个开关s5-s8。电路320还具有四个谐振单元323、324、326和327、以及两个隔直电容c1和c2。第二绕组tr12和第一绕组tr22的匝数比为1:1。
[0286]
谐振单元323连接在开关s1与s2的连接点p1和第二中点m2之间。谐振单元324连接在开关s3与s4的连接点p3和第二中点m2之间。谐振单元326连接在开关s5与s6的连接点p4和第一中点m1之间。谐振单元327连接在开关s7与s8的连接点p6和第一中点m1之间。隔直电容c1连接在开关s2与s3的连接点p2和第一中点m1之间。隔直电容c2连接在开关s6与s7的连接点p5和第二中点m2之间。
[0287]
在电路320的一个工作周期中，在前半个周期，开关s4、s2、s7、s5、sr1导通，而开关
s3、s1、s8、s6、sr2关断，在后半个周期，开关s4、s2、s7、s5、sr1关断，而开关s3、s1、s8、s6、sr2导通。电路320同样实现了8:1的转换比。与图24的电路230相比，电路320中开关支路的开关s1～s8电流应力可降低一半，且开关sr1与sr2的电流更为均衡。
[0288]
图34a示出了图23的电路220的变形。在图34a示出的电路330中，全波整流电路具有由开关sr1和第一绕组tr22构成的第一支路，以及由开关sr2和第二绕组tr21构成的第二支路。开关sr1和第一绕组tr22串联连接形成第一中点m1，开关sr2和变压器第二绕组tr21串联连接形成中点m2。
[0289]
电路330具有两个开关支路332和335，开关支路332连接在输入电压的第一端和第一中点m1之间，开关支路325连接在输入电压的第一端和第二中点m2之间。开关支路332具有串联连接的开关s1和s2，开关支路325具有串联开关s3和s4。电路330还具有谐振单元334和336。第二绕组tr12和第一绕组tr22的匝数比为1:1。
[0290]
谐振单元334连接在开关s1与s2的连接点p1和第二中点m2之间。谐振单元336连接在开关s3与s4的连接点p2和第一中点m1之间。
[0291]
例如，在电路330工作时，开关s2、s3和sr1同时导通或断开，开关s1、s4和sr2同时导通或断开，并且s2、s3和sr1这一组开关和开关s1、s4和sr2这一组开关互补对称导通。电路330同样实现了4:1的转换比。与图23的电路220相比，电路330中开关支路的开关s1～s4电流应力可降低一半，且开关sr1与sr2的电流更为均衡。
[0292]
类似于针对图25所描述的，可以使用具有第二绕组tr21和第一绕组tr22的变压器tr的漏感作为谐振单元的至少一部分谐振电感。例如，在图34b的电路330’中，将变压器tr的漏感lk用作谐振电感，以分别与谐振电容cr1和cr2产生谐振。电路330’同样可以达到图34a的电路330的效果，并简化了电路配置。
[0293]
上文结合图33、34a和34b描述了两组开关支路和两组谐振单元共用一个全波整流电路的情况，在另一些实施方式中，可以利用两组开关支路和全波整流电路共用相同的谐振单元。图35示出了图23的电路220的变形。
[0294]
电路340中示出了两组电路并联工作，其中图35的虚线框中的为其中一路电路，并且虚线框外的为另外一组电路。
[0295]
在虚线框中的一路电路具有全波整流电路341和开关支路342。全波整流电路341具有由开关sr1和变压器绕组n1构成的第一支路，以及由开关sr2和变压器绕组n2构成的第二支路。开关支路342连接在输入电压的第一端和第一支路的中点m1之间，开关支路342具有串联连接的开关s1和s2。在虚线框外的另一路电路具有全波整流电路343和开关支路345。全波整流电路343具有由开关sr3和变压器绕组n3构成的第三支路，以及由开关sr4和变压器绕组n4构成的第四支路。开关支路345连接在输入电压的第一端和第三支路的中点m3之间，开关支路342具有串联连接的开关s3和s4。开关s1和s2串联形成的连接点和开关s3和s4串联形成的连接点为公共连接点pc，并且第二支路的中点和第四支路的中点为公共中点mc。
[0296]
电路340还包含谐振单元344，谐振单元344的一端连接至公共连接点pc，另一端连接至公共中点mc。因此，谐振单元344被电路340中示出的两组电路共用。电路340同样实现了4:1的转换比。电路330中开关支路的开关s1～s4电流应力可降低一半，且开关sr1～sr4的电流也降低一半。
[0297]
图36a示出了图23的电路220的另一变形。图36a示出的电路350的开关支路352包含m个开关，其中m是整数且m≥3。电路350进一步包含(m-1)个转换支路353(3531、3532、
…
、353
m-1
)，例如，每一个转换支路353可以是由谐振电容cr和谐振电感lr构成的谐振单元。此外，电路350的全波整流电路包含n个支路，例如，图36a示出的全波整流电路包含有由开关sr1和变压器tr的一个副边绕阻ns1构成的第一支路、由开关sr2和变压器tr的一个副边绕阻ns2构成的第二支路、由开关sr3和变压器tr的一个副边绕阻ns3构成的第三支路、以及由开关srn和变压器tr的一个副边绕阻nsn构成的第n支路。这n个支路中的每一个支路的开关和副边绕阻串联形成相应支路的中点。在该实施方式中，全波整流电路中支路的数量n不大于开关支路352中开关的数量m，并且支路的数量n至少为2，即，除了满足m≥3，还需满足m≥n≥2。
[0298]
全波整流电路的n个支路包含至少一个第一类支路和至少一个第二类支路，其中第一类支路的副边绕组的同名端相连，并且第一类支路的副边绕组和第二类支路的副边绕组的异名端相连。例如，如图36a中所示，由开关sr1和变压器tr的一个副边绕阻ns1构成的第一支路以及由开关sr3和变压器tr的一个副边绕阻ns3构成的第三支路是第一类支路，而由开关sr2和变压器tr的一个副边绕阻ns2构成的第二支路以及由开关srn和变压器tr的一个副边绕阻nsn构成的第n支路是第二类支路。额外地，在全波整流电路的n个支路中，第一类支路的开关同时导通和关断，并且第一类支路的开关和所述第二类支路的开关互补对称导通。
[0299]
图36a的电路350的开关支路352具有m个串联连接的开关，其中m是整数并且m≥3。这m个开关中的相邻两个开关连接形成连接点，因此具有(m-1)个连接点。将靠近电路350的输出端的连接点视为第1号连接点，则开关支路352具有从输出端至输入端的第1、2、3、
…
、(m-1)号连接点。例如，如图36a所示，开关s1和s2之间的连接点最靠近输出端，故开关s1和s2的连接点为1号连接点(图36a中标识为
“①”
)，并且开关s2和与开关s2相邻的下一个开关(未示出)的连接点是2号连接点(图36a中标识为
“②”
)，以此类推，开关sm和开关sm之前的一个开关(未示出)的连接点是(m-1)号连接点。
[0300]
在电路350中的(m-1)个转换支路353中，对于一端连接至开关支路352的奇数号的连接点的转换支路，该转换支路连接在开关支路352的奇数号的连接点和n个支路中的第二类支路中的一者的中点之间；而对于一端连接至开关支路352的偶数号的连接点的转换支路，该转换支路连接在开关支路352的偶数号的连接点和n个支路中的第一类支路中的一者的中点之间。
[0301]
在(m-1)个转换支路353中，第(2y-1)个转换支路的一端连接至m个开关中的第(2y-1)个开关和第2y个开关的连接点，另一端连接至n个支路中的第二类支路中的一者的中点，并且第(2y-1)个开关和第二类支路中开关同时开通或断开，其中y是整数，并且1≤y≤m/2。例如，当y＝1时，在m-1个转换支路353中，第一(2y-1)个转换支路(图36a中的转换支路3531)的一端连接至第一(2y-1)个开关(图36a中的开关s1)和第二(2y)个开关(图36a中的开关s2)的连接点，另一端连接至n个支路中的第二类支路中的一者的中点，例如，第二支路的中点。
[0302]
进一步地，在(m-1)个转换支路中，第2z个转换支路的一端连接至m个开关中的第2z个开关和第(2z 1)个开关的连接点，另一端连接至n个支路中的第一类支路中的一者的
中点，并且第2z个开关和第一类支路中开关同时开通或断开，其中z是整数，并且1≤z≤(m-1)/2。例如，当z＝1时，在(m-1)个转换支路中，第二(2z)个转换支路(图36a中的转换支路3532)的一端连接至第二(2z)个开关(图36a中的开关s2)和第三(2z 1)个开关(图36a中的开关s3)的连接点，另一端连接至第n个支路中的第一类支路中的一者的中点，例如第三支路的中点。
[0303]
当电路350的开关支路352的开关数量为m时，其可以实现vin/vo＝2m的电压转换比。
[0304]
虽然图36a中的多个转换支路353均示出为谐振单元，但是多个转换支路353的一些也可以由非谐振单元构成。例如，非谐振单元可以是仅由一个电容构成的单元，或由谐振频率远小于或者远大于电路的开关频率(小于1/3的开关频率或者大于3倍的开关频率)电容和电感构成。当多个转换支路353中包含由非谐振单元构成的转换支路时，需要由非谐振单元构成的转换支路两侧相邻的转换支路均为谐振单元。换句话说，(m-1)个转换支路353中的第i个转换支路包含非谐振单元，且(m-1)个转换支路353中的第(i-1)个转换支路和第(i 1)个转换支路均为谐振单元，其中m≥4，i≤m-2，且i为整数。
[0305]
例如，在一个实施方式中，连接在奇数节点和第二类支路的中点之间的转换支路(即，上述(m-1)个转换支路中353中的第(2y-1)个转换支路)可以均由谐振单元构成，而连接在偶数节点和第一类支路的中点之间的转换支路(即，上述(m-1)个转换支路中353中的第2z个转换支路)可以均由电容构成。此时，开关支路的开关的数量m需要为偶数，因为需要开关支路的最后一个连接点是连接至谐振单元的奇数号节点，使得满足仅由一个电容构成的转换支路相邻的转换支路均为谐振单元这一条件。
[0306]
例如，当开关支路中开关的数量和全波整流电路中支路的数量均为3(即，m＝n＝3)时，具体的变换电路可以如图36b所示。
[0307]
在图36b中的电路350’中，开关支路352包含3个开关s1～s3，并且全波整流电路包含3个支路。由开关sr1和副边绕阻ns1构成的第一支路以及由开关sr3和副边绕阻ns3构成的第三支路是第一类支路，而由开关sr2和副边绕阻ns2构成的第二支路是第二类支路。
[0308]
电路350’中的转换支路3531连接在开关s1和s2的连接点(奇数号连接点
①
)和作为第二类支路的第二支路的中点m2之间，并且转换支路3532连接在开关s2和s3的连接点(偶数号连接点
②
)和作为第一类支路的第三支路的中点m3之间，应注意，转换支路3532也可以连接在开关s2和s3的连接点和同样作为第一类支路的第一支路的中点m1之间。此时，开关s1、s3、sr2同时开通或断开，开关s2、sr1、sr3同时开通或断开，并且开关s1、s3、sr2这一组开关和开关s2、sr1、sr3这一组开关互补对称开通。
[0309]
例如，当开关支路中开关的数量为4并且全波整流电路中支路的数量为3(即，m＝4、n＝3)时，具体的变换电路可以如图36c所示。
[0310]
在图36c中的电路350”中，开关支路352包含4个开关s1～s4，并且全波整流电路包含3个支路。由开关sr1和副边绕阻ns1构成的第一支路是第一类支路，由开关sr2和副边绕阻ns2构成的第二支路以及由开关sr3和副边绕阻ns3构成的第三支路是第二类支路。
[0311]
电路350”中的转换支路3531连接在开关s1和s2的连接点(奇数号连接点
①
)和作为第二类支路的第二支路的中点m2之间，转换支路3532连接在开关s2和s3的连接点(偶数号连接点
②
)和作为第一类支路的第三支路的中点m3之间，并且转换支路3533连接在开关
s3和s4的连接点(偶数号连接点
③
)和作为第二类支路的第三支路的中点m3之间。应注意，转换支路3532和转换支路3533也可以均连接至作为第二类支路的第二支路的中点m2或第三支路的中点m3。此时，开关s1、s3、sr2、sr3同时开通或断开，开关s2、s4、sr1同时开通或断开，并且开关s1、s3、sr2、sr3这一组开关和开关s2、s4、sr1这一组开关互补对称开通。
[0312]
以上实施例中提到的开关，例如第一开关，第二开关，可以由多个开关并联形成。同样，绕组也可以由多个绕组并联形成。
[0313]
图37示出了本文所讨论的变换电路和传统的llc变压器以及非隔离型llc变压器的各自的损耗比较。
[0314]
在图37中，发明人计算了使用电压转换比为8：1的图24中的变换电路230以及电压转换比同样是8：1的llc变压器以及非隔离型llc变压器的各自的损耗。
[0315]
在图37中，电路工作条件均为：输入电压vin＝48v，输出电压vout＝4.8v，工作频率f＝1.2mhz，输出电流io＝50a。图中对原边绕组和副边绕组的电流进行了拆解，由于图24中的电路230仅有两个全波整流电路中的绕组，而不需要llc(或者非隔离型llc)中的原边绕组，因此电路230没有该部分绕组损耗。对于全波整流中的绕组电流进行傅里叶分解(fft)，由于输出电流相同，三种电路副边电流的直流(dc)分量相同。而电路230由于绕组利用率较高，在前后半个周期内电流基本相同，因此一次谐波电流值(图中标示为1st)仅1.6a。而传统llc全波整流中绕组仅工作半个周期，因此一次谐波电流最大，达到40.8a。而三种电路的其他谐波(例如图中的二次谐波2nd、三次谐波3rd、四次谐波4th)较为接近。反映到绕组店里有效值可以看到，llc的副边电流有效值(rms)为40.89a，非隔离型llc为33.2a，而电路220中的绕组电流有效值最小，仅29.28a。此外，由于llc和非隔离型llc都需要原边绕组，因此计算中采用了常见的副边-原边-副边(sps)绕组结构，而电路230仅需要两个绕组。
[0316]
假设同样利用12层pcb作变压器绕组，llc和非隔离llc仅有4个绕组单元，而电路230有6个绕组单元，因此电路230在同样铜用量的情况下，绕组的阻抗最小。结合以上的电流有效值和绕组阻抗，可以计算出该条件下总的绕组损耗。可以看出，对于图24中的变换电路230，其绕组损耗约为0.26w，而具有相同转换比的llc变压器的绕组损耗约为1.506w，具有相同转换比的非隔离型llc变压器的绕组损耗约为0.801w。可以看出，本文所讨论的变换电路上变压器的损耗得到了极大的减少，只有原有llc电路的20％左右。
[0317]
因此，本文所讨论的变换电路相比于具有相同开关数量的stc变换电路具有提高的转换比，并且在相同的转换比下，本文所讨论的变换电路的绕组损耗相比于传统的llc变压器以及非隔离型llc变压器得到了显著降低。
[0318]
尽管上述内容针对本公开内容的实施方式，但是也可在不脱离本公开内容的基本范围的情况下设计出本公开内容的其他和进一步的实施方式，并且本公开内容的范围由随附的权利要求书确定。