一种工作模式可选DC-DC转换器电路的制作方法

一种工作模式可选dc-dc转换器电路
技术领域
1.本发明属于dc-dc变换器领域(dc-dc converter)。


背景技术：

2.dc-dc变换器是一种通过反馈环路对输出电压进行检测，通过驱动电路改变开关管的工作状态，调整输出电压电流，从而实现在不同应用条件下都能稳定输出电压的直流电压转换器。和普通线性电源相比，开关电源的高效率、宽的输出电压调节范围的显著优点使得它能更好的满足各类电子设备的供电需求。
3.dc-dc开关电源包括buck、boost以及buck-boost拓扑结构，开关电源的控制方式包括脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)和脉冲频率调制(pulse frequ ency modulation，pfm)两类。其中pwm调制模式主要包括电压模式控制和电流模式控制方式。电压控制模式下，系统只有一个电压控制环路，与电感电流无关，通过监测输出电压的变化来对环路进行调整，所以有较好的抗干扰能力，但是其响应速度慢；电流控模式包含两个控制环路，其同时监测电压与电流的变化反馈到环路中实现调整，因此其响应速度相对要快，但由于电流控制模式的控制斜坡信号由电感电流产生，因此在输入电压增大时，斜坡也会跟着增大，所以对比来看其对输入扰动的敏感性要比电压控制模式低。通过对比dc-dc转换器电压模式控制和电流模式控制，不难看出电压模式控制更适合于对噪声敏感但对系统的动态响应速度要求不高的应用场景。与此相反，电流模式控制则适合于对系统动态响应速度要求较高而对噪声不敏感的应用场景。
4.传统的dc-dc开关电源电路中只包含pwm调制模式中的一种模式，即电压控制模式或是电流控制模式，这就使得针对不同的应用场景需要不同的芯片，但单独研发两种芯片，需要的研发成本和人力成本较高、耗时较长。因此，如何根据应用场景不同而可以自由选择不同的控制模式以便于更好的适应应用场景，从而降低研发成本和人力成本等是需要考虑的问题。


技术实现要素：

5.针对背景技术中存在的传统的dc-dc开关电源电路控制模式单一的问题，提出一种工作模式可选的dc-dc转换器。
6.本发明提供的技术方案为一种工作模式可选dc-dc转换器电路，该电路包括：驱动电路、电流感应电路、振荡器、模式选择电路、pwm比较器、斜坡补偿电路、误差放大器ea、补偿模块、nmos管m1、nmos管m2、电感l、电容c、电阻rf1、电阻rf2、电阻rl；
7.所述驱动电路包括：一个输入端和两个输出端，所述电流感应电路包括：四个输入端和一个输出端，所述斜坡补偿电路包括三个输入端口和一个输出端口；
8.m1的漏极与电流感应电路的输入端口2共接后连接输入电流源的正端，m1的源极、m2的漏极、电流感应电路的输入端口3、电感l的一端共接，m1的的栅极、电流感应电路的输入端口1、驱动电路的输入端口1共接，驱动电路的输入端口2连接m2的栅极，电感l的另一
端、电容c的一端、电阻rl的一端、电阻rf1的一端共接，电阻rf1的另一端连接电阻r2的一端，m2的源极、电容c的另一端、电阻rl的另一端、电阻rf2的另一端共接后连接输入电流源的负端并接地；电阻rf1、电阻rf2的共接点连接误差放大器ea的负端，误差放大器ea的正端输入参考电压v
ref
，误差放大器ea的输出端连接pwm比较器的负端，pwm比较器的输出端连接驱动电路的输入端；所述模式选择电路输入端接入模式选择信号mode select，输出端分别连接电流感应电路的输入端口4和斜坡补偿电路的输入端口3，电流感应电路输出端口连接斜坡补偿电路的输入端口1，振荡器输出端口连接斜坡补偿电路输入端口2，斜坡补偿电路输出端口连接pwm比较器的正端；
9.所述补偿模块包括：运算放大器a1、可变电阻r1、可变电阻r2、可变电容c2，运算放大器a1的输出端连接输入负端，输入负端和正端之间通过可变电阻r2连接，正端连接可变电阻r1的一端，可变电阻r1的另一端与可变电容c2共接后连接pwm比较器的的负端，可变电容c2另一端接地；
10.所述电流感应电路包括：偏置电流源ibias2、nmos管mn10、mn11、mn12、mn13、mn14、mn15，pmos管mp8、mp9、mp10，电阻r5；偏置电流源i
bias2
的一端接内部电源电压vcc，另一端接mn10的漏极，mn10的栅极为电流感应电路的输入端口4，mn10的源极与mn11的漏极和栅极、mn12、mn13的栅极相接，mn11、mn12、mn13的源极接地，mn12的漏极与mp8的漏极和栅极、mp9的栅极相接，mp8的源极与mp10的源极、mn14的源极相接，mn14和mn15的栅极共接后作为电流感应电路的输入端口1，mn14的漏极作为电流感应电路的输入端口2，mn15的漏极作为电流感应电路的输入端口3，mn15的源极接mp9的源极，mp9的漏极与mp10的栅极、mn13的漏极相接，mp10的漏极、r5的一端共接后作为电流感应电路的输出端，输出信号为v
sense
，r5的另一端接地；
11.所述斜坡补偿电路包括：运算放大器a2、电阻r4、pmos管mp5、mp6、mp7，nmos管mn4、mn5、mn6、mn7、mn8、mn9，电容c5、c6；运算放大器a2的负端接参考电压v
ref2
，正端接电阻r4的一端和mp5的源极，运算放大器a2的输出接mp5的栅极，电阻r4的另一端接电源电压vin，mp5的漏极、mn6的栅极和漏极、mn4、mn5、mn7的栅极共接，mn6的源极接mn4的漏极，mn4的源极接地，mn7的源极接mn5的漏极，mn5的源极接地，mn7的漏极、mp6的漏极和栅极、mp7的栅极共接，mp6和mp7的源极接内部电源电压vcc，mp7的漏极、电容c5的一端、mn8的漏极、mn9的漏极共接作为斜坡补偿电路的输出端，mn8的栅极作为斜坡补偿电路输入端口3，mn8的源极接电容c6的一端，电容c5和c6的另一端、mn9的源极共接后作为斜坡补偿电路的输入端口1，mn9的栅极作为斜坡补偿电路的输入端口2。
12.进一步的，所述模式选择电路包括：电阻r，二极管d，反相器inv1、反相器inv2；电阻r的一端接模式选择信号，另一端与二极管d的一端、接反相器inv1的输入端共接，二极管d的另一端接地，反相器inv1的输出接反相器inv2的输入，反相器inv2的输出为整个模式选择电路的输出。
13.进一步的，所述可变电阻r1和可变电阻r2的电路为两条并联的支路，一端为输入端一端为输出端，每条支路中包括多个电阻和一个开关，该开关为mos管。
14.进一步的，所述可变电容c2的电路为两条并联的支路，一端为输入端一端为输出端，每条支路包括一个开关和多个并联的电容，该开关为mos管。
15.进一步的，所述振荡器电路包括：偏置电流源i
bias1
，电阻r3，nmos管mn1、mn2，pmos
管mp0、mp1、mp2、mp3、mp4、mp5，电容c3、c4，比较器comp1、comp2，rs触发器和反相器inv3、inv4、inv5、inv6；偏置电流源i
bias1
的一端接地，另一端与电阻r3的一端、mp0的栅极、mp2的栅极和mp4的栅极相接，电阻r3的另一端与mp0的漏极、mp1的栅极、mp3的栅极和mp5的栅极相接，mp0的源极接mp1的漏极，mp1、mp3、mp5的源极接内部电源电压vcc，mp3的漏极接mp2的源极，mp5的漏极接mp4的源极，mp2的源极与电容c3的一端、mn1的漏极、比较器comp2的正端相接，电容c3的另一端和mn1的源极接地，mp4的漏极与电容c4的一端、mn2的漏极、比较器comp1的正端相接，电容c4的另一端和mn2的源极接地，比较器comp1和比较器comp2的负端接参考电压v
ref1
，比较器comp1的输出接rs触发器的r端，比较器comp2的输出接rs触发器的s端，rs触发器的输出q接反相器inv3和反相器inv5的输入，反相器inv3的输出接反相器inv4的输入，反相器inv4的输出接时钟信号clk，反相器inv5的输出接mn2的栅极和反相器inv6的输入，反相器inv6的输出接mn1的栅极；时钟信号clk为振荡器的输出信号。
16.本发明的有益效果为相比较传统的工作于一种模式的芯片而言，提出的可选工作模式的dc-dc转换器仅增加了模式选择电路，就可以使得芯片可以工作与电压控制模式下或是电流控制模式下，一方面使得芯片应用场景更加广泛，另一方面应用场景不同时，相比于传统电路需要研发两块芯片的各方面成本有较大的改善。
附图说明
17.图1是传统电压模式控制dc-dc转换器电路。
18.图2是传统电流模式控制dc-dc转换器电路。
19.图3是本发明所述的工作模式可选的dc-dc转换器电路。
20.图4是本发明模式选择电路。
21.图5是本发明补偿模块电路。
22.图6是本发明可变电阻r1和可变电阻r2的电路。
23.图7是本发明中的可变电容c2电路。
24.图8是本发明中的振荡器电路。
25.图9是本发明中的斜坡补偿电路。
26.图10是本发明中的电流感应电路。
具体实施方式
27.应当理解，这里所描述的具体实施例仅是为了清楚描述本发明的技术优势，并不用于限定本发明。
28.以下结合附图，详细说明本发明的内容：
29.图1为传统电压模式控制dc-dc转换器电路，可以看到，反馈控制环路只受输出电压的控制，当输入电压突然变化或负载阻抗突然变化时，因为有较大的输出电容及电感的相移延时作用，输出电压的变化也延时滞后，输出电压的变化要经过电压ea比较器的补偿电路延时滞后，才能传至pwm比较器进行脉宽调制，因此整个系统的延时比较大，动态响应速度较慢，线性调整率较差；同时因为系统只有一个电压反馈环路，与电感电流无关，因此相较于电流控制模式，具有较好的抗干扰能力。
30.图2为传统电流模式控制dc-dc转换器电路，由于电流控制模式的控制斜坡信号由
电感电流产生，因此在输入电压增大时，斜坡也会跟着增大，故而电流控制模式对输入扰动的敏感性要比电压控制模式高。电流模式控制在控制输入电压突变的情况，没有引入lc滤波器、ea比较器等模块的延迟。因此，电流环路相对于电压环路有明显的速度优势，所以电流模式控制的瞬态响应性能优于电压模式控制。
31.图3为本发明所述的工作模式可选的dc-dc转换器电路，包括开关电源模块、模式选择电路、电流感应电路、补偿模块、振荡器、ea比较器以及驱动电路。
32.其中模式选择模块的输入信号mode select(为芯片引脚，由用户输入)为高时，输出使能信号en信号(高电平)，选择系统工作于电流模式。此时将使能信号en信号，输出给电流感应电路、斜坡补偿电路和补偿模块。使能电流感应电路，此时斜坡补偿电路的输出适应电流模式，即输入到比较器正输入端的信号为从电感检测到的信号和斜坡补偿电路输出信号的叠加，使得电路在电流模式下正常工作，并控制补偿模块中电容和电阻的值让系统可以在电流模式下稳定的工作。
33.当输入信号mode select为低时，输出使能信号en(低电平)，选择系统工作于电压模式。此时，将使能信号en，输出给电流感应电路、斜坡补偿电路和补偿模块。使能信号关断电流检测模块，同时让斜坡补偿模块的输出适应电压模式，即此时产生的斜坡信号slope为电压模式下的三角波信号。此时，比较器的正输入端只有斜坡补偿电路的输出信号，系统工作于电压模式，并控制补偿模块中电容和电阻的值让系统可以在电压模式下稳定的工作。
34.在电压模式和电流模式转换过程中，因为系统的控制环路发生了改变，为了使系统维持稳定，则必须使系统的补偿模块可以自动适应不同的控制模式，让系统可以始终稳定的工作。一种办法是将ea比较器的输出作为芯片引脚，让用户自己依据电路工作参数和控制模式设计补偿网络。另外一种是内部环路补偿，意味着用户无需承担计算环路补偿组件的复杂工作。这就需要系统工作于不同模式下时，自适应的改变环路补偿组件的值，使得系统在两种模式下均可以维持稳定。
35.这里以dc-dc降压转换器为例来说明环路补偿模块。传统的电压模式控制一般选用ⅲ型补偿使得系统稳定，但大电阻与大电容并不容易使用硅工艺实现，并且较难集成于系统内部。较高的输出电容的等效串联电阻可以在交叉频率内提供90
°
的相位超前，换句话说，使用等效串联电阻可以简化补偿网络而不影响带宽。因此，此时补偿网络只需要一个零点、一个位于原点的主极点和一个减轻噪声的高频极点。即ⅱ型补偿可以在存在等效串联电阻零点的时候使用。当系统在电流模式工作时，通常使用ⅱ型补偿使系统稳定，所以以上补偿方式仍适用于电流模式，但要注意的是，电流模式时，应该使等效串联电阻尽可能小，从而不影响系统环路的稳定性。
36.但ⅱ型补偿中的电容c1为纳法级电容，并不能在芯片内部集成，考虑到此，使用一种频率补偿(电容倍增)电路来等效实现，如图4所示。放大器a1的输出会产生极点。将放大器连接成跟随器结构，并把输出用电阻反馈到输入端，可以将输出端的极点引入至输入端，使输入端阻抗呈容性。调节放大器及反馈电阻r2的参数就可得到所需的容性阻抗。
37.图5中电阻r1、r2和电容c2均为可变的，电阻和电容的值受模式选择模块的输出信号使能信号en控制，使得系统无论在电压模式还是电流模式下均可以稳定工作。
38.当用户选择系统处于电压模式工作时，控制信号改变可变电阻和可变电容的值，使得电压模式下环路得以稳定。当用户选择系统处于电流模式工作时，控制信号改变可变
电阻和可变电容的值，使得电流模式下环路得以稳定。两种模式下补偿方式均为ⅱ型补偿，不同之处在于电压模式下需要选择的电容器的等效串联电阻稍大一些来生成一个零点用于抵消输出滤波级的共轭极点的影响，而电流模式下不需要这个等效串联电阻。
39.在电压模式下，使用ⅱ型补偿的替代结构生成两个极点和一个零点，第一极点理想上位于原点的位置，零点放置于低于共轭极点的位置来提供90
°
的相位超前，第二极点位于高频用来抑制系统的高频噪声，等效串联电阻生成的零点用来补偿共轭极点带来的相位延迟(由用户设计)，作用等同于ⅲ型补偿中的第二零点。
40.在电流模式下，使用ⅱ型补偿的替代结构生成两个极点和一个零点，第一极点与电压模式下作用相同，用来引入主极点，零点用来补偿输出极点，但极点位置发生了变化，所以需要调整补偿零点的位置，第二极点作用也与电压模式相同，用来抑制高频开关噪声。
41.两种模式下片内补偿的传输函数及零极点计算如下：
[0042][0043]
推导可得：
[0044][0045]
其中ro为运放a1的输出阻抗，c1为图4中虚线框的等效电容，它的值可以通过调整r2的值来实现。
[0046]
如图6为可变电阻r1、r2的电路结构，在电压控制模式下，使能信号使能信号en为低，开关s
k1
为pmos管开关，开关s
k2
为nmos开关，使能信号en接开关管的栅极，所以此时图中开关s
k1
闭合，开关s
k2
断开，r1值为：
[0047]
r1＝r
ab
＝r
k9
r
k10
r
k11
r
k12
r
k13
r
k14
r
k15
r
k16
，同理，可以获得r2的值。而在电流模式下，使能信号en信号为高，此时图中开关s
k1
断开，开关s
k2
闭合，所以可以得到r1的值为：r1＝r
ab
＝r
k1
r
k2
r
k3
r
k4
r
k5
r
k6
r
k7
r
k8
，同理可以取得r2的值，此处电阻r1和r2的电路结构均由图6表示，虽然电路结构相同，但结构中的阻值不同。通过控制信号控制图中开关的关断或是闭合来控制r
ab
的阻值，从而可以在两种模式下分别获得补偿网络所需要的电阻值。
[0048]
如图7所示为可变电容c2的电路结构，电压模式下，使能信号为低，开关s1为pmos开关，开关s2为nmos开关，使能信号en接开关管的栅极，所以此时图中开关s1闭合，s2断开，故而电容值为c2＝c
ab
＝c
m9
c
m10
c
m11
c
m12
c
m13
c
m14
c
m15
c
m16
。电流模式下，图中开关s1断开，s2闭合，此时，电容值为：
[0049]
c2＝c
ab
＝c
m1
c
m2
c
m3
c
m4
c
m5
c
m6
c
m7
c
m8
。
[0050]
通过不同模式下可变电阻和可变电容的值的变化，可以在电压模式和电流模式下分别获得合适的环路补偿网络，从而使系统在两种工作模式下均可以较好的环路稳定性。
[0051]
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，本领域技术人员凡是利用本发明内容所作的等效结构变换均包括在本发明的专利保护范围内。