一种动态直扩GMSK信号的捕获装置及方法与流程

一种动态直扩gmsk信号的捕获装置及方法
技术领域
1.本发明涉及卫星通信技术领域，尤其涉及一种动态直扩gmsk信号的捕获装置及方法。


背景技术：

2.gmsk(gaussian filtered minimum shift keying，高斯最小频移键控)调制是一种连续相位的频移键控调制技术，它是在msk调制的基础上发展而来，主要原理是对发送的基带二进制信号首先进行高斯低通滤波，然后将滤波后的信号进行载波调制。gmsk调制具有容易实现、包络恒定、功率谱集中、抗干扰能力强、抑制带外辐射、压缩信号功率等优点，使得其在数字通信领域得到了广泛的应用。扩频通信(扩展频谱通信)则是围绕提高信息传输可靠性的调制技术，其工作原理是：在发射端，先将待传输的基带信息信号与某个特定的伪随机序列相乘，将其扩展成为宽频带信号，然后经载波调制送入信道中；在接收端，利用相关接收的原理，将扩展了频谱的信号与同一组扩频码相乘，完成解扩，再对解扩后的信号进行常规解调，无差错的恢复出原始基带信息信号。扩频通信具有抗多径衰落、抗干扰能力强、发射功率低、截获率低以及保密性好等特点。
3.直扩gmsk信号即是将发送的二进制信号与特定的伪随机序列相乘，然后将调制了信息的伪随机序列通过高斯滤波器，再进行msk调制。直扩gmsk信号结合了扩频通信和gmsk调制的优点，其信号结构不同于单一体制的扩频通信或gmsk调制。在卫星通信中，由于卫星与地面终端间的相对运动，使得到达接收端时的载波存在大的多普勒频偏，因而解调直扩gmsk信号需要捕获信号中伪码相位和多普勒频率信息。
4.gmsk信号由于没有经过扩频调制，不涉及码相位捕获，传统针对于gmsk调制信号的捕获方式并不适用于直扩gmsk信号。如专利申请cn102413089a公开一种用于卫星通信系统的香农极限编码gmsk解调方法，该类方法仅能够适用于gmsk信号的解调，无法适用于直扩gmsk信号体制中进行码相位捕获。针对于扩频信号的解调方式同样不适用于直扩gmsk信号，扩频信号的解调中通常是直接使用扩频码作为匹配滤波器的系数，以对接收信号进行伪码剥离。如专利申请cn110474658所公开的一种基于长码码相位辅助ds/fh跳扩数传信号捕获方法，该方法即是通过直接使用扩频码作为匹配滤波器的系数来实现相位捕获。但是直扩gmsk信号中的扩频码由于经过了gmsk调制，与扩频码不再具有相关性，因而不能直接使用扩频码对直扩gmsk信号进行捕获，若直接使用扩频码作为滤波器系数对直扩gmsk信号进行捕获，实际上捕获是完全失效的，即传统扩频信号的解调方式并不能直接适用于直扩gmsk信号体制。
5.针对于动态直扩gmsk信号的捕获，目前通常是先对接收信号进行gmsk解调，然后再使用扩频码对解调后的信号进行码相位和多普勒频率搜索，但是该类方法的抗干扰性能差，在信噪比低的场景中难以实现捕获，因而不能适用于低信噪比的场景中。有从业者提出使用串行频率搜索和伪码并行搜索结合的方法，以利用扩频增益提高捕获的抗干扰性，但是单纯的直接使用串行频率搜索和伪码并行搜索方式，又会存在捕获时间长、实时性差，难
以快速得到捕获结果等的问题。因此亟需提供一种适用于动态直扩gmsk信号的捕获装置、方法，以使得能够缩短直扩gmsk通信接收机的捕获时间，提高接收机的通信性能，同时还能够提高捕获的抗干扰性能，使得能够适应复杂的应用场景。


技术实现要素：

6.本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种结构简单、捕获效率高、捕获效果好、抗干扰性强且使用灵活的动态直扩gmsk信号的捕获装置及方法。
7.为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：
8.一种动态直扩gmsk信号的捕获装置，包括：
9.gmsk调制模块，用于接收伪码序列进行gmsk调制，得到调制后的伪码信号；
10.匹配滤波模块，用于输入待处理采样数据以及所述调制后的伪码信号进行匹配滤波，并使用所述调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，输出匹配滤波结果；
11.fft处理模块，用于接收所述匹配滤波结果进行fft处理，输出fft处理后结果；
12.捕获输出模块，用于根据所述fft处理后结果进行伪码相位和多普勒频率并行搜索，得到捕获结果输出。
13.进一步的，所述匹配滤波模块包括多个依次连接的匹配滤波器，以用于依次进行分段匹配滤波，每个所述匹配滤波器的输出端与所述fft处理模块的输入端连接，各所述匹配滤波器的抽头系数使用所述调制后的伪码信号确定得到。
14.进一步的，所述捕获输出模块包括：
15.取模单元，用于将所述fft处理后结果进行取模运算，得到取模后数据值；
16.搜索单元，用于从所述取模后数据值中搜索满足预设条件的数据值，由搜索到的数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
17.进一步的，所述搜索单元包括：
18.最大值查找单元，用于从所述取模后数据值中搜索出最大数据值，输出搜索到的最大数据值；
19.比较判决单元，用于比较搜索到的所述最大数据值与预设门限值，如果所述最大数据值大于预设门限值，则由所述最大数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
20.进一步的，所述匹配滤波模块的输入端还连接有采样信号处理模块，以用于对原始采样信号进行混频、降采样处理，得到处理后的采样数据，并作为所述待处理采样数据输出。
21.进一步的，所述采样信号处理模块包括：
22.adc采样单元，用于接收原始模拟采样信号，进行模数转换后得到数字中频信号；
23.混频处理单元，用于将所述数字中频信号分别与两路同相正交的中频参考信号进行混频处理，生成正交的iq两路信号；
24.降采样单元，用于分别将所述iq两路信号进行降采样处理，最终得到处理后的采样数据。
25.进一步的，所述采样信号处理模块还包括用于数据缓存的数据缓存单元，所述数据缓存单元与所述降采样单元连接。
26.一种动态直扩gmsk信号的捕获方法，步骤包括：
27.s01.gmsk调制：接收伪码序列进行gmsk调制，得到调制后的伪码信号；
28.s02.匹配滤波：输入待处理采样数据以及所述调制后的伪码信号进行匹配滤波，并使用所述调制后的伪码信号确定匹配滤波器的抽头系数，输出匹配滤波结果；
29.s03.fft处理：接收所述匹配滤波结果进行fft处理，输出fft处理后结果；
30.s04.捕获输出：根据所述fft处理后结果进行伪码相位和多普勒频率并行搜索，得到捕获结果输出。
31.进一步的，所述步骤s02中，具体接收待处理采样数据、所述调制后的伪码信号输入至依次连接的多个匹配滤波器，以依次进行多次分段匹配滤波，各所述匹配滤波器的抽头系数使用所述调制后的伪码信号确定得到，由每个所述匹配滤波器将输入的待处理采样数据与所述调制后的伪码信号进行相乘，并将各去伪码后的结果累加后得到每个所述匹配滤波器的相关值输出。
32.进一步的，所述步骤s04的步骤包括：
33.s401.取模：将所述fft处理后结果进行取模运算，得到取模后数据值；
34.s402.搜索：从所述取模后数据值中搜索满足预设条件的数据值，由搜索到的数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
35.与现有技术相比，本发明的优点在于：
36.1、本发明通过将伪码序列先经过gmsk调制，将调制后的伪码信号输出进行匹配滤波，使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，由于扩频码先经过了gmsk调制，使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，而不是直接使用扩频码作为抽头系数，使得可以从匹配滤波后的滤波结果中检测出相关峰，进而完成伪码捕获，解决直接使用扩频码捕获直扩gmsk信号失效问题，使得能够适应直扩gmsk调制信号体制实现捕获。
37.2、本发明使用gmsk调制后的扩频码信息进行捕获，能够充分利用扩频增益，有效提高捕获的抗干扰性，使得可以适应低信噪比条件等各类复杂的应用场景。
38.3、本发明采用伪码相位和多普勒频率并行搜索的方式，能够缩短直扩gmsk通信接收机的捕获时间，提高接收机的通信性能，适用于高动态直扩gmsk信号快速捕获方法，以及抗干扰性能，使得能够适应更加复杂的应用场景。
39.4、本发明进一步通过使用多级分段匹配滤波器对经过gmsk调制后的伪码信号以及采样信号进行分段匹配滤波，同时使用调制后的伪码信号作为分段匹配滤波器系数，结合伪码相位和多普勒频率并行搜索，可以达到快速捕获直扩gmsk信号的目的，有效缩短捕获时间，从而完成快速捕获，且可以大大增加多普勒频率搜索范围，使得一次搜索的多普勒频率范围很宽，从而可以适应高动态条件下的应用场景。
附图说明
40.图1是本发明实施例1动态直扩gmsk信号的捕获装置的结构示意图。
41.图2是本发明实施例1中实现动态直扩gmsk信号的捕获原理示意图。
42.图3是本发明实施例2动态直扩gmsk信号的捕获方法的实现流程示意图。
43.图例说明：1、gmsk调制模块；2、匹配滤波模块；3、fft处理模块；4、捕获输出模块；41、取模单元；42、搜索单元；5、采样信号处理模块。
具体实施方式
44.以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。
45.实施例1：
46.如图1所示，本实施例动态直扩gmsk信号的捕获装置包括：
47.gmsk调制模块1，用于接收伪码序列进行gmsk调制，得到调制后的伪码信号；
48.匹配滤波模块2，用于输入待处理采样数据以及调制后的伪码信号进行匹配滤波，并使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，输出匹配滤波结果；
49.fft处理模块3，用于接收匹配滤波结果进行fft处理，输出fft处理后结果；
50.捕获输出模块4，用于根据fft处理后结果进行伪码相位和多普勒频率并行搜索，得到捕获结果输出。
51.本实施例通过由gmsk调制模块1将伪码序列(扩频码)先经过gmsk调制，将调制后的伪码信号输出到匹配滤波模块2中，在匹配滤波模块2中使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数进行匹配滤波。由于扩频码先经过了gmsk调制，在匹配滤波模块2中是使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，而不是直接使用扩频码作为抽头系数，使得经过匹配滤波后的滤波结果中可以检测出相关峰，进而完成伪码捕获，解决直接使用扩频码捕获直扩gmsk信号失效问题，使得能够适应直扩gmsk调制信号体制实现捕获。且由于是使用gmsk调制后的扩频码信息进行捕获，能够充分利用扩频增益，有效提高捕获的抗干扰性，使得可以适应低信噪比条件等各类复杂的应用场景。
52.同时本实施例捕获输出模块4中采用伪码相位和多普勒频率并行搜索的方式，还能够缩短直扩gmsk通信接收机的捕获时间，提高接收机的通信性能，适用于高动态直扩gmsk信号快速捕获方法，以及抗干扰性能，使得能够适应更加复杂的应用场景。
53.本实施例中匹配滤波模块2具体使用调制后的伪码信号作为匹配滤波器的抽头系数，即匹配滤波器的抽头系数即为gmsk调制模块1输出的调制后的伪码信号，当然也可以根据实际需求在调制后的伪码信号基础上进行适应性调整后作为匹配滤波器的抽头系数，如增加一定的调整因子以满足不同的需求。
54.以下对直扩gmsk信号直接使用扩频码无法实现捕获的原理进行详细分析：
55.对于bpsk调制的扩频系统，接收信号可以写成：
[0056][0057]
式中，a为信号幅度，d(t)和c(t)分别为数据信息和伪码信息，取值都为
±
1，fd为多普勒频移，τ为传输延迟，θ为初始相位，可设为0。
[0058]
发送端扩频码调制相位后得到的信号为：
[0059][0060]
式中，为相位调制实数，可视为π，为调制相位。当c(t)＝1时，此时s(t)＝-acos(ω0t)；当c(t)＝0时，此时s(t)＝acos(ω0t)。
[0061]
通常情况下，需要将扩频码进行双极性变换，即1对应1、0对应-1，因此bpsk调制的扩频信号可以表示为：
[0062]
s(t)＝ac(t)cos(ω0t)
ꢀꢀꢀ
(3)
[0063]
根据上式可知，根据接收信号的形式(式(1))，可以将一个周期的扩频码直接作为匹配滤波器的系数来进行匹配滤波，从滤波结果中可以检测相关峰，进而完成伪码捕获。因而对于bpsk调制的扩频系统可以直接使用扩频码来实现相位捕获。
[0064]
而对于gmsk调制的扩频系统，发送端扩频码调制后的信号相位可以表示为：
[0065][0066]
其中，g()表示高斯函数。
[0067]
不同于bpsk调制信号的是，gmsk调制信号的相位由于经过了积分求和运算，因而gmsk调制信号的相位路径与msk调制信号会有所区别，即gmsk调制信号的相位不再是随扩频码的正负而变化
±
π/2，因此无法将扩频码从积分号中分离出来，信号不再是如上述式(3)的形式。由于直扩gmsk信号中的扩频码不能像bpsk或者msk信号那样映射到信号幅度上，因而用本地扩频码直接与之相关是不能够得到相关峰的，即直接使用扩频码是无法实现直扩gmsk信号的相位捕获的。
[0068]
本实施例通过在接收端先将本地扩频序列(伪码序列)进行gmsk调制，然后将调制后的信号作为匹配滤波器的抽头系数，然后再进行匹配滤波，调制后伪码信号可以表示为：
[0069]cl
(t)＝sinθ(t)，0≤t≤ntcꢀꢀꢀ
(5)
[0070]
其中，θ(t)是高斯滤波后的相位积分输出，c
l
(t)为调制后伪码信号，ntc为一个伪码周期，n为一个伪码周期内码片个数，tc为一个码片时间。
[0071]
本实施例通过将扩频码先经过gmsk调制后，再输出到匹配滤波器中使用，使得经过匹配滤波器的相关计算后可以检测出相关峰，进而完成伪码捕获，解决直接使用扩频码捕获直扩gmsk信号失效问题，使得能够适应直扩gmsk调制信号体制实现伪码捕获，同时使用gmsk调制后的扩频码信息捕获，还能够充分利用扩频增益，使得适应低信噪比条件等复杂的应用场景。
[0072]
本实施例中匹配滤波模块2的输入端还连接有采样信号处理模块5，以用于对原始采样信号进行混频、降采样处理，得到处理后的采样数据，并作为待处理采样数据输出，通过降采样处理可以减小后续信号处理的复杂度。
[0073]
本实施例中，采样信号处理模块5具体包括：
[0074]
adc采样单元，用于接收原始模拟采样信号，进行模数转换后得到数字中频信号；
[0075]
混频处理单元，用于将数字中频信号分别与两路同相正交的中频参考信号进行混频处理，生成正交的iq两路信号；
[0076]
降采样单元，用于分别将iq两路信号进行降采样处理，最终得到处理后的采样数据。
[0077]
本实施例在数字下变频电路中，具体采用dds模块产生数字中频正交信号。dds模块采用全数字实现的频率合成方法，具体主要包含一个相位累加器和一个相位幅度转换器，相位累加器包含n位加法器和n位寄存器，在时钟fclk的作用下，加法器将当前相位和频率控制字k相加，然后将累加和保存于寄存器中，在相位幅度转换器中，将相位值转换为对应的正弦值和余弦值。
[0078]
dds模块中的频率控制字生成主要由输出频率、时钟和累加器位宽决定，公式如下
式(6)所示。
[0079][0080]
式中，fo为输出频率，k为频率控制字，n为相位累加器位宽，f
clk
为工作时钟。
[0081]
在多普勒频偏比较大时，可根据fft搜索的频率范围，通过设置一组或多组数字下变频的混频频率，以将多普勒搜索范围分为多个fft频率搜索，使得满足多普勒搜索范围覆盖，其中混频频率可通过上述公式(6)计算出频率控制字，然后将其设置到dds模块中，由dds模块生成同相正交两路载波。
[0082]
本实施例中降采样单元具体采用抽取滤波器实现，抽取滤波器属于低通滤波器，可以降低采样频率，将高速数字信号转化为低速数字信号，以降低后续数字电路的数据处理压力；同时，抽取滤波器还可以实现抗混叠的作用。
[0083]
在具体应用实施例中，抽取滤波器可以采用cic滤波器来实现，cic滤波器是由简单的延时单元和加法器组成，不包含乘法器，其实现简单。cic滤波器的冲击响应特性具体可表示为：
[0084][0085]
其中d为cic滤波器的抽取因子。
[0086]
将cic滤波器的冲击响应z变化处理后可得：
[0087][0088]
cic滤波器的级数越高，对旁瓣的抑制能力越强，但是通带衰减也越大，通带衰减过大会引起有用信号频谱畸变，从而影响后续解调电路的性能，且cic滤波器级数越高消耗资源越多。cic滤波器具体可选择3～5级级联，不仅可以满足系统性能，同时还能够避免消耗过多资源。
[0089]
本实施例中，采样信号处理模块5还包括用于数据缓存的数据缓存单元，数据缓存单元与降采样单元连接，以将降采样单元输出的降采样信号进行缓存。
[0090]
参见图1，本实施例采样信号处理模块5首先模拟中频信号经adc采样后变为数字中频信号，数字中频信号和由dds模块生成的同相正交两条标称中频频率支路信号进行混频，生成iq两路信号，两路iq信号在经过抽取滤波器后，将数据速率降为伪码速率的2倍(具体倍数可根据实际需求设置)，写入数据缓存单元中。
[0091]
本实施例中匹配滤波模块2具体包括多个依次连接的匹配滤波器，以用于依次进行分段匹配滤波。匹配滤波器的段数m具体可根据分段匹配滤波器的级数x和一个伪码周期内经gmsk调制完成的码片个数n确定，即n＝mx，若mx大于n，则在一个伪码周期后补足mx-n个0。每一段的匹配滤波器结构相同，使用的加权系数为对应分组的调制伪码，其中第m段使用c
x-1
,c
x-2
,
…
,c0码片，第m-1段使用c
2x-1
,c
2x-2
,
…
,c
x
码片，依次类推，第0段使用c
mx-1
,c
mx-2
,
…
,c
(m-1)x
码片。每个匹配滤波器的输出端与fft处理模块3的输入端连接，各匹配滤波器的抽头系数使用调制后的伪码信号确定得到。即采样信号处理模块5中缓存的降采样信号以及经过gmsk调制的伪码信号依次由各级分段匹配滤波器进行匹配滤波，每级分段匹配
滤波的抽头系数使用调制后的伪码信号，由每级分段匹配滤波将降采样信号与经过gmsk调制的伪码信号进行相关计算，后续再对每一级的分段匹配滤波器的输出结合fft计算以实现动态直扩gmsk信号的快速、准确的捕获，通过使用分段匹配滤波器还可以增大多普勒频率的搜索范围。
[0092]
如图2所示，本实施例中匹配滤波模块2包含m个分段匹配滤波器(pmf0～pmf
m-1
)，每个分段匹配滤波器包含x级部分匹配滤波器组，即每一个部分匹配滤波器的寄存器级数为x。gmsk调制模块1调制后得到的复数形式的信号依次进入m个x级部分匹配滤波器组进行匹配滤波，若进入分段匹配滤波器的数据采样率是fs，则一次搜索的多普勒频率范围如下式所示：
[0093][0094]
匹配滤波模块2中mx个滤波器的加权系数具体为伪码经过gmsk调制后的信号，然后再将m组匹配滤波器的输出提供给fft处理模块3，fft处理模块3将m组匹配滤波器的输出作为n点fft的输入，进行n点fft运算。如图2所示，经过匹配滤波器后、n点fft计算前还需要进行加窗处理，由于n点fft运算得到的相关增益存在扇贝损失，这种扇贝损失会降低预设的捕获门限，导致虚警概率增加，本实施例通过对对匹配滤波结果进行加窗处理可以减小扇贝损失，以补偿损失的相关增益。
[0095]
对于gmsk调制的扩频系统，分段匹配滤波器的相关输出为：
[0096][0097]
其中，r(δτm)为gmsk调制伪码c
l
(δτm)＝sinθ(δτm)在[0，xtc]的相关积分。
[0098]
由上式进一步可以得到经过fft处理后的输出为：
[0099][0100]
本实施例通过使用多级分段匹配滤波器对经过gmsk调制后的伪码信号以及采样信号进行分段匹配滤波，同时使用调制后的伪码信号作为分段匹配滤波器系数，结合伪码相位和多普勒频率并行搜索，可以达到快速捕获直扩gmsk信号的目的，有效缩短捕获时间，从而完成快速捕获，且可以大大增加多普勒频率搜索范围，使得一次搜索的多普勒频率范围很宽，可以适应高动态条件下的应用场景。
[0101]
在fft处理模块3得到fft处理后结果，基于fft处理后结果即可实现伪码相位以及多普勒频率的搜索。本实施例中，捕获输出模块4具体包括：
[0102]
取模单元41，用于将fft处理后结果进行取模运算，得到取模后数据值；
[0103]
搜索单元42，用于从取模后数据中搜索满足预设条件的数据值，由搜索到的数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
[0104]
本实施例中，搜索单元42具体包括：
[0105]
最大值查找单元，用于从取模后数据中搜索出最大数据值，输出搜索到的最大数据值；
[0106]
比较判决单元，用于比较搜索到的最大数据值与预设门限值，如果最大数据值大
于预设门限值，则由最大数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
[0107]
在具体应用实施例中，捕获输出模块4由最大值查找单元比较n个fft输出模值的最大值，由比较判决单元将查找出的最大值与预设的门限比较判决是否同步成功。如经过式(11)得到fft计算结果ys(τm，m)，将经过式(11)得到的ys(τm，m)送入门限比较器，当大于门限值时，表明伪码初相已找到，m为并行搜索的多普勒频率单元序号。
[0108]
参见图1，本实施例动态直扩gmsk信号的捕获装置，具体先由dc采样后变为数字中频信号，数字中频信号和由dds生成的同相正交两条标称中频频率支路信号进行混频，生成iq两路信号，两路iq信号在经过抽取滤波器，将数据速率降为伪码速率的2倍，写入数据缓存；与此同时，将伪码码片输入到gmsk调制模块1，经调制后得到调制后的伪码信号以用于实现捕获；数据缓存模块在时钟驱动下输出采样数据到匹配滤波模块2(pmf0～pmf
m-1
)，将采样数据与经gmsk调制后的伪码信号相乘，每段匹配滤波器将去伪码后的结果累加，得到该段匹配滤波器的相关值，最后将相关值送入到fft处理模块3进行fft计算，得到fft处理结果，然后对fft处理结果进行取模，寻找出取模后的最大值，如果最大值超过设定的门限值，则说明码相位已在半个码片精度以内，最大值对应的频点位置即是对应的多普勒偏移，即完成伪码与多普勒频率的并行搜索。
[0109]
实施例2：
[0110]
本实施例为与实施例1原理相同的动态直扩gmsk信号的捕获方法。
[0111]
如图3所示，本实施例动态直扩gmsk信号的捕获方法的步骤包括：
[0112]
s01.gmsk调制：接收伪码序列进行gmsk调制，得到调制后的伪码信号；
[0113]
s02.匹配滤波：输入待处理采样数据以及调制后的伪码信号进行匹配滤波，并使用调制后的伪码信号确定匹配滤波器的抽头系数，输出匹配滤波结果；
[0114]
s03.fft处理：接收匹配滤波结果进行fft处理，输出fft处理后结果；
[0115]
s04.捕获输出：根据fft处理后结果进行伪码相位和多普勒频率并行搜索，得到捕获结果输出。
[0116]
与实施例1原理相同的，本实施例通过将伪码序列(扩频码)先经过gmsk调制，将调制后的伪码信号输出到匹配滤波器，使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数进行匹配滤波。由于扩频码先经过了gmsk调制，使用调制后的伪码信号配置匹配滤波器的抽头系数，而不是直接使用扩频码作为抽头系数，使得经过匹配滤波后的滤波结果中可以检测出相关峰，进而完成伪码捕获，解决直接使用扩频码捕获直扩gmsk信号失效问题，使得能够适应直扩gmsk调制信号体制实现捕获。且由于是使用gmsk调制后的扩频码信息进行捕获，能够充分利用扩频增益，有效提高捕获的抗干扰性，使得可以适应低信噪比条件等各类复杂的应用场景。同时本实施例采用伪码相位和多普勒频率并行搜索的方式，还能够缩短直扩gmsk通信接收机的捕获时间，提高接收机的通信性能，适用于高动态直扩gmsk信号快速捕获方法，以及抗干扰性能，使得能够适应更加复杂的应用场景。
[0117]
本实施例步骤s02中，接收待处理采样数据、调制后的伪码信号输入至依次连接的多个匹配滤波器，以依次进行多次分段匹配滤波，各匹配滤波器的抽头系数使用调制后的伪码信号确定得到，每次匹配滤波时将输入的待处理采样数据与调制后的伪码信号进行相乘，将去伪码后的结果累加后得到每个匹配滤波器的相关值输出。
[0118]
本实施例中，步骤s2前还包括采样信号处理步骤，以用于对原始采样信号进行混
频、降采样处理，得到处理后的采样数据，并作为所述待处理采样数据输出。
[0119]
本实施例中，上述采样信号处理步骤包括：
[0120]
adc采样：接收原始模拟采样信号，进行模数转换后得到数字中频信号；
[0121]
混频处理：将数字中频信号分别与两路同相正交的中频参考信号进行混频处理，生成正交的iq两路信号；
[0122]
降采样：分别将iq两路信号进行降采样处理，最终得到处理后的采样数据。
[0123]
本实施例中，上述采样信号处理步骤中得到处理后采样数据后，还包括将处理后采样数据缓存的步骤。
[0124]
本实施例中步骤s04的步骤包括：
[0125]
s401.取模：将fft处理后结果进行取模运算，得到取模后数据值；
[0126]
s402.搜索：从取模后数据中搜索满足预设条件的数据值，由搜索到的数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
[0127]
本实施例中，上述步骤s402的具体步骤包括：
[0128]
s421.最大值查找：从取模后数据中搜索出最大数据值，输出搜索到的最大数据值；
[0129]
s422.比较判决单元：比较搜索到的最大数据值与预设门限值，如果所述最大数据值大于预设门限值，则由所述最大数据值确定伪码相位以及多普勒偏移。
[0130]
本实施例与实施例1动态直扩gmsk信号的捕获装置对应，在此不再一一赘述。
[0131]
上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。