改良输出稳定度的升压转换器的制作方法

1.本发明涉及一种升压转换器，特别涉及一种可改良输出稳定度的升压转换器。


背景技术：

2.传统升压转换器通常会采用电流模式控制。然而，当功率切换器的责任周期大于50％时，升压转换器容易产生次谐波振荡，并造成整体输出稳定度下降。有鉴于此，势必要提出一种全新的解决方案，以克服现有技术所面临的困境。


技术实现要素：

3.在优选实施例中，本发明提出一种改良输出稳定度的升压转换器，包括：一变压器，包括一主线圈和一副线圈，其中该主线圈用于接收一输入电位；一检测电路，耦接至该副线圈，其中该检测电路用于产生一检测电位；一第一电阻器，耦接至该主线圈；一功率切换器，根据一时钟电位来选择性地将该第一电阻器耦接至一接地电位；一输出级电路，耦接至该第一电阻器，其中该输出级电路用于产生一输出电位；一反馈补偿电路，包括一线性光耦合器和一稳压器，其中该反馈补偿电路根据该输出电位来产生一反馈电位；一控制器，根据该反馈电位和一振荡电位来产生该时钟电位；一反相器，根据该振荡电位来产生一反相振荡电位；以及一乘法器，根据该检测电位、该反相振荡电位，以及该反馈电位来产生一补偿电位差，而该补偿电位差施加于该第一电阻器。
附图说明
4.图1显示根据本发明一实施例所述的升压转换器的示意图。
5.图2显示根据本发明一实施例所述的升压转换器的示意图。
6.图3显示根据本发明一实施例所述的升压转换器的信号波形图。
7.图4显示传统升压转换器的信号波形图。
8.图5显示根据本发明一实施例所述的升压转换器的信号波形图。
9.附图标记说明：
10.100、200：升压转换器
11.110、210：变压器
12.111、211：主线圈
13.112、212：副线圈
14.120、220：检测电路
15.130、230：功率切换器
16.140、240：输出级电路
17.150、250：反馈补偿电路
18.152、252：线性光耦合器
19.154、254：稳压器
20.160、260：控制器
21.170、270：反相器
22.180、280：乘法器
23.262：三角波产生器
24.264：比较器
25.c1：第一电容器
26.c2：第二电容器
27.c3：第三电容器
28.c4：第四电容器
29.cc1：第一曲线
30.cc2：第二曲线
31.cc3：第三曲线
32.cc4：第四曲线
33.cc5：第五曲线
34.d1：第一二极管
35.d2：第二二极管
36.dl：发光二极管
37.il：电感电流
38.m1：晶体管
39.n1：第一节点
40.n2：第二节点
41.n3：第三节点
42.n4：第四节点
43.n5：第五节点
44.n6：第六节点
45.n7：第七节点
46.n8：第八节点
47.n9：第九节点
48.nin：输入节点
49.nout：输出节点
50.q1：双载子接面晶体管
51.r1：第一电阻器
52.r2：第二电阻器
53.r3：第三电阻器
54.r4：第四电阻器
55.r5：第五电阻器
56.r6：第六电阻器
57.va：时钟电位
58.vd：补偿电位差
59.ve：检测电位
60.vf：反馈电位
61.vin：输入电位
62.vn：反相振荡电位
63.vout：输出电位
64.vss：接地电位
65.vt：振荡电位
具体实施方式
66.为让本发明的目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举出本发明的具体实施例，并配合说明书附图，作详细说明如下。
67.在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的元件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个元件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”及“包括”一词为开放式的用语，故应解释成“包含但不仅限定于”。“大致”一词则是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，达到所述基本的技术效果。此外，“耦接”一词在本说明书中包含任何直接及间接的电性连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接至一第二装置，则代表该第一装置可直接电性连接至该第二装置，或经由其它装置或连接手段而间接地电性连接至该第二装置。
68.图1显示根据本发明一实施例所述的升压转换器100的示意图。例如，升压转换器100可应用于台式电脑、笔记本电脑，或一体成形电脑。如图1所示，升压转换器100包括：一变压器110、一检测电路120、一第一电阻器r1、一功率切换器130、一输出级电路140、一反馈补偿电路150、一控制器160、一反相器170，以及一乘法器180。必须注意的是，虽然未显示于图1中，但升压转换器100还可包括其他元件，例如：一稳压器或(且)一负反馈电路。
69.变压器110包括一主线圈111和一副线圈112，其中主线圈111可位于变压器110的一侧，而副线圈112可位于变压器110的相对另一侧。主线圈111可用于接收一输入电位vin。输入电位vin可来自一外部输入电源，其中输入电位vin可为具有任意频率和任意振幅的一交流电位。例如，输入电位vin的频率可约为50hz或60hz，而输入电位vin的方均根值可由90v至264v，但亦不仅限于此。检测电路120耦接至副线圈112，其中检测电路120可用于产生一检测电位ve，其可与输入电位vin有互相关联。第一电阻器r1耦接至主线圈111。功率切换器130可根据一时钟电位va来选择性地将第一电阻器r1耦接至一接地电位vss(例如：0v)。举例而言，若时钟电位va为高逻辑电平，则功率切换器130即将第一电阻器r1耦接至接地电位vss(亦即，功率切换器130可近似于一短路路径)；反之，若时钟电位va为低逻辑电平，则功率切换器130不会将第一电阻器r1耦接至接地电位vss(亦即，功率切换器130可近似于一开路路径)。输出级电路140耦接至第一电阻器r1，其中输出级电路140可用于产生一输出电位vout。例如，输出电位vout可大致为一直流电位，其电平可约为400v，但亦不仅限于此。反馈补偿电路150包括一线性光耦合器152和一稳压器154，其中反馈补偿电路150可根据输出电位vout来产生一反馈电位vf。例如，控制器160可为一脉冲宽度调制集成电路，其可自动
产生一振荡电位vt。控制器160还可根据反馈电位vf和振荡电位vt来产生时钟电位va。反相器170可根据振荡电位vt来产生一反相振荡电位vn。乘法器180可根据检测电位ve、反相振荡电位vn，以及反馈电位vf来产生一补偿电位差vd，其中此补偿电位差vd施加于第一电阻器r1。在此设计下，即使功率切换器230的责任周期大于50％，乘法器180仍可提供具有负斜率的补偿电位差vd，以有效抑制升压转换器100中不必要的次谐波振荡。因此，升压转换器100的输出稳定度将可大幅提升。
70.以下实施例将介绍升压转换器100的详细结构及操作方式。必须理解的是，这些附图和叙述仅为举例，而非用于限制本发明的范围。
71.图2显示根据本发明一实施例所述的升压转换器200的示意图。在图2的实施例中，升压转换器200具有一输入节点nin和一输出节点nout，并包括：一变压器210、一检测电路220、一第一电阻器r1、一功率切换器230、一输出级电路240、一反馈补偿电路250、一控制器260、一反相器270，以及一乘法器280。升压转换器200的输入节点nin可接收一输入电位vin，而升压转换器200的输出节点nout可输出一输出电位vout，其中输出电位vout可高于输入电位vin。
72.变压器210包括一主线圈211和一副线圈212，其中主线圈211可位于变压器210的一侧，而副线圈212可位于变压器210的相对另一侧。主线圈211的第一端耦接至输入节点nin，而主线圈211的第二端耦接至一第一节点n1。副线圈212的第一端耦接至一第二节点n2，而副线圈212的第二端耦接至一第三节点n3。
73.检测电路220包括一第一电容器c1、一第二电阻器r1、一第三电阻器r3，以及一第一二极管d1。第二电阻器r2的第一端耦接至第二节点n2，而第二电阻器r2的第二端耦接至一第四节点n4以输出一检测电位ve。第一电容器c1的第一端耦接至第四节点n4，而第一电容器c1的第二端耦接至一接地电位vss。第一二极管d1的阳极耦接至第四节点n4，而第一二极管d1的阴极耦接至第三节点n3。第三电阻器r3的第一端耦接至第三节点n3，而第三电阻器r3的第二端耦接至接地电位vss。
74.第一电阻器r1的第一端耦接至第一节点n1，而第一电阻器r1的第二端耦接至一第五节点n5。
75.功率切换器230包括一晶体管m1。晶体管m1可为一n型金属氧化物半导体场效晶体管。晶体管m1的控制端用于接收一时钟电位va，晶体管m1的第一端耦接至接地电位vss，而晶体管m1的第二端耦接至第五节点n5。时钟电位va可用于调整功率切换器230的责任周期。例如，时钟电位va于升压转换器200初始化时可维持于一固定电位，而在升压转换器200进入正常使用阶段后则可提供周期性的时钟波形。详细而言，若时钟电位va为高逻辑电平，则晶体管m1将被使能；反之，若时钟电位va为低逻辑电平，则晶体管m1将被禁能。
76.输出级电路240包括一第二二极管d2和一第二电容器c2。第二二极管d2的阳极耦接至第五节点n5，而第二二极管d2的阴极耦接至输出节点nout。第二电容器c2的第一端耦接至输出节点nout，而第二电容器c2的第二端耦接至接地电位vss。
77.反馈补偿电路250包括一线性光耦合器252、一稳压器254、一第三电容器c3、一第四电容器c4、一第四电阻器r4、一第五电阻器r5，以及一第六电阻器r6。第四电阻器r4的第一端耦接至输出节点nout以接收输出电位vout，而第四电阻器r4的第二端耦接至一第六节点n6。第三电容器c3的第一端耦接至一第七节点n7，而第三电容器c3的第二端耦接至一第
八节点n8。第五电阻器r5的第一端耦接至输出节点nout以接收输出电位vout，而第五电阻器r5的第二端耦接至第八节点n8。第六电阻器r6的第一端耦接至第八节点n8，而第六电阻器r6的第二端耦接至接地电位vss。第四电容器c4的第一端耦接至一第九节点n9，而第四电容器c4的第二端耦接至接地电位vss。
78.在一些实施例中，线性光耦合器252是由一pc817电子元件来实施。线性光耦合器252包括一发光二极管dl和一双载子接面晶体管q1。发光二极管dl具有一阳极和一阴极，其中发光二极管dl的阳极耦接至第六节点n6，而发光二极管dl的阴极耦接至第七节点n7。双载子接面晶体管q1具有一集极和一射极，其中双载子接面晶体管q1的集极耦接至第九节点n9以输出一反馈电位vf，而双载子接面晶体管q1的射极耦接至接地电位vss。
79.在一些实施例中，稳压器254是由一tl431电子元件来实施。稳压器254具有一阳极、一阴极，以及一参考端，其中稳压器254的阳极耦接至接地电位vss，稳压器254的阴极耦接至第七节点n7，而稳压器254的参考端耦接至第八节点n8。
80.控制器260可以是一脉冲宽度调制集成电路。控制器260包括一三角波产生器262和一比较器264。三角波产生器262可产生一振荡电位vt，其可具有一三角波形。比较器264可由一运算放大器来实施。比较器264具有一正输入端、一负输入端，以及一输出端，其中比较器264的正输入端耦接至第九节点n9以接收反馈电位vf，比较器264的负输入端耦接至三角波产生器262以接收振荡电位vt，而比较器264的输出端用于输出时钟电位va。例如，若反馈电位vf高于或等于振荡电位vt，则时钟电位va将具有高逻辑电平；反之，若反馈电位vf低于振荡电位vt，则时钟电位va将具有低逻辑电平。
81.反相器270具有一输入端和一输出端，其中反相器270的输入端耦接至三角波产生器262以接收振荡电位vt，而反相器270的输出端用于输出一反相振荡电位vn。在一些实施例中，反相器270的转换函数可如下列方程式(1)所述：
82.vn＝
‑
vt
…………………………………………
(1)
83.其中“vn”代表反相振荡电位vn，而“vt”代表振荡电位vt。
84.乘法器280具有一第一输入端、一第二输入端、一第三输入端、一第一输出端，以及一第二输出端，其中乘法器280的第一输入端耦接至第四节点n4以接收检测电位ve，乘法器280的第二输入端耦接至反相器270以接收反相振荡电位vn，乘法器280的第三输入端耦接至第九节点n9以接收反馈电位vf，乘法器280的第一输出端耦接至第一节点n1，而乘法器280的第二输出端耦接至该第五节点n5，使得一补偿电位差vd形成于第一节点n1和第五节点n5之间。因此，第一电阻器r1的第一端和第二端之间的一电位差等于前述的补偿电位差vd。在一些实施例中，乘法器280的转换函数可如下列方程式(2)所述：
85.vd＝ve
·
vn
·
vf
……………………………………
(2)
86.其中“vd”代表补偿电位差vd，“ve”代表检测电位ve，“vn”代表反向振荡电位vn，而“vf”代表反馈电位vf。
87.图3显示根据本发明一实施例所述的升压转换器200的信号波形图，其中横轴代表时间，而纵轴代表电位电平。参考图3的测量结果，升压转换器200的操作原理可如下列所述。反馈补偿电路250可根据输出电位vout来产生反馈电位vf。控制器260再将反馈电位vf与振荡电位vt作比较，以调制功率切换器230的责任周期并实现稳定输出电位vout的技术效果。另外，乘法器280的补偿电位差vd具有一负斜率，其可施加于第一电阻器r1，从而抑制
一电感电流il通过主线圈211和第一电阻器r1时所产生的次谐波振荡(特别是针对功率切换器230的责任周期大于50％的情况)。必须注意的是，功率切换器230为升压转换器200的一核心元件，而本发明将第一电阻器r1设计于功率切换器230之前，可有效抑制通过功率切换器230的电流中的次谐波成分，并进一步强化升压转换器200的输出稳定度。
88.图4显示传统升压转换器的信号波形图，其中横轴代表时间，而纵轴代表电位电平或电流值。如图4所示，一第一曲线cc1代表电感电流的波形，而一第二曲线cc2代表次谐波电位的波形。根据图4的测量结果，当功率切换器的责任周期大于50％时，不必要的次谐波振荡将会随着时间前进而发散，此将对整体电路稳定度造成负面影响。
89.图5显示根据本发明一实施例所述的升压转换器200的信号波形图，其中横轴代表时间，而纵轴代表电位电平或电流值。如图5所示，一第三曲线cc3代表电感电流il的波形，一第四曲线cc4代表次谐波电位的波形，而一第五曲线cc5代表补偿电位差vd的波形。根据图5的测量结果，即使功率切换器230的责任周期大于50％，因为有乘法器280的补偿电位差vd施加于第一电阻器r1，不必要的次谐波振荡将会随着时间前进而收敛。因此，本发明的设计将能大幅改良升压转换器200的输出稳定度。
90.在一些实施例中，升压转换器200的元件参数可如下列所述。第一电容器c1的电容值可介于42.3μf至51.7μf之间，优选可为47μf。第二电容器c2的电容值可介于612μf至748μf之间，优选可为680μf。第三电容器c3的电容值可介于1.49nf至1.51nf之间，优选可为1.5nf。第四电容器c4的电容值可介于0.99nf至1.01nf之间，优选可为1nf。主线圈211的激磁电感值可介于540μh至660μh之间，优选可为600μh。副线圈212的辅助电感值可介于45μh至55μh之间，优选可为50μh。第一电阻器r1的电阻值可介于0.95ω至1.05ω之间，优选可为1ω。第二电阻器r2的电阻值可介于9.5kω至10.5kω之间，优选可为10kω。第三电阻器r3的电阻值可介于0.95kω至1.05kω之间，优选可为1kω。第四电阻器r4的电阻值可介于42.75kω至47.25kω之间，优选可为45kω。第五电阻器r5的电阻值可介于46.55kω至51.45kω之间，优选可为49kω。第六电阻器r6的电阻值可介于0.95kω至1.05kω之间，优选可为1kω。主线圈211对副线圈212的匝数比值可介于1至100之间，优选可为12。以上参数范围是根据多次实验结果而得出，其有助于最小化升压转换器200的次谐波振荡。
91.本发明提出一种新颖的升压转换器，其包括反相器和乘法器以抑制次谐波振荡。根据实际测量结果，使用前述设计的升压转换器可大幅提高输出稳定度，故其很适合应用于各种各式的装置当中。
92.值得注意的是，以上所述的电位、电流、电阻值、电感值、电容值，以及其余元件参数均非为本发明的限制条件。设计者可以根据不同需要调整这些设定值。本发明的升压转换器并不仅限于图1至图5所图示的状态。本发明可以仅包括图1至图5的任何一或多个实施例的任何一或多项特征。换言之，并非所有图示的特征均须同时实施于本发明的升压转换器当中。
93.本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟习此项技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的变动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。