电动汽车充电机升压电感电流合成方法及测压电路与流程

1.本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及单相有源功率因数校正(pfc)，具体地说是一种电动汽车充电机单相有源功率因数校正电路(pfc)升压电感电流合成方法，用于单相有源功率因数校正电路的电压外环、电流内环的双闭环控制。


背景技术：

2.对于采用有线输电或无线输电的电动汽车充电机而言，都需要采用单相有源功率因数校正器(pfc)，以便使得网侧功率因数为1，消除网侧谐波电流。单相有源功率因数校正(pfc)电路需要采用双闭环控制，为此需要检测单相有源功率因数校正电路桥后电压、输出电压和升压电感电流。现有的单相数字pfc，均配置桥后电压检测电路、输出电压电路和升压电感电流电路。对于升压电感电流电路，常用方案是，在桥后升压电感对应的直流负极上串联分流电阻，该分流电阻流过的电流等于升压电感电流，因此测量分流电阻电压可以得到升压电感电流。分流电阻取值为几mω～几十mω等级，几瓦功率等级。采用这种分流电阻带来问题是，产生损耗，降低整机效率，增加线路板温升，而且分流电阻压降将影响桥后电压检测的参考地，降低检测精度。此外，也有在功率开关igbt发射极与直流负极之间增加分流电阻的设计方案，通过该分流电阻可得每个开关周期中功率开关导通时升压电感上升电流波形，再根据桥后电压检测数值、输出电压检测数值以及升压电感数值，计算出每个开关周期中功率开关关断时升压电感下降电流波形，进而得到整个开关周期中升压电感电流波形和平均值。采用这种分流电阻带来问题是，产生损耗，降低整机效率，增加线路板温升，而且分流电阻压降将影响功率开关igbt驱动电路的参考地，降低驱动性能。
3.截止目前，经过广泛地文献检索，已知有以下对比文献：
4.[1]王男，杨喜军，陆飞，刘明霖.m级交错n重开关并联移相驱动的单相功率因数校正器.电力电子技术,2013,47(8):64
‑
66。
[0005]
[2]wanfeng zhang,guang feng,yan
‑
fei liu and bin wu.a digital power factor correction(pfc)control strategy optimized for dsp.ieee transactions on power electronics[j].vol.19,no.6,november 2004,pp.1474
‑
1485。
[0006]
[3]王晗，大功率单相数字apfc的研究与实现[d]，上海交通大学硕士学位论文，2009年1月。
[0007]
在包括以上关于单相pfc的参考文献中，不论采用模拟控制器和/或数字控制器，均是采用分流电阻来检测升压电感电流，计算得到升压电感电流平均值。
[0008]
对单相ac
‑
dc变换器，即单相pfc升压电感电流检测现有电路检索发现，目前阶段尚无基于igbt两端电压波形分析得到升压电感电流波形和平均值的升压电感电流检测技术，也缺乏相关的科技文章。


技术实现要素：

[0009]
本发明要解决的是现有技术存在的上述问题，旨在提供一种电动汽车充电机升压
电感电流合成方法，基于igbt两端电压波形分析得到升压电感电流波形和平均值，用于电压外环、电流内环的双闭环控制，实现单相pfc的功能。
[0010]
为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：一种电动汽车充电机升压电感电流合成方法，包括功率电路和升压电感电流检测方法，其特征在于所述的功率电路用于完成功率变换，并提供功率开关端电压分压信号，送入数字控制器的模数转换(adc)端口；所述的升压电感电流检测方法根据测得的功率开关端电压分压信号分离出功率开关导通压降与关断压降，由此测算出升压电感电流上升部分和下降部分，进而得到一个完整开关周期内升压电感电流平均值，用于升压电感电流平均值控制，实现单相有源pfc双闭环控制。
[0011]
作为本发明的改进，所述的功率电路包括升压电路和测压电路。
[0012]
所述的升压电路可以采用任何常规的制式电路。一种典型的升压电路包括整流电路、第一电容、升压电感、第五二极管、稳压二极管、第一电阻、第二电容和所述的功率开关；
[0013]
所述的整流电路为全波整流电路，包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管；所述的功率开关采用igbt；所述的第一电容为滤波电容；所述的第二电容为输出电容，且为电解电容；所述的第五二极管为快恢复二极管；第一二极管的阳极与第二二极管的阴极相连后与交流电源火线相连，第三二极管的阳极与第四二极管的阴极相连后与交流电源零线相连，第一二极管的阴极与第三二极管的阴极相连后，与升压电感的一端、第一电容的一端相连，升压电感的另一端与功率开关igbt的集电极、第五二极管的阳极相连，第五二极管的阴极与输出电容的阳极相连，并形成输出电压正极，第二二极管的阳极与第四二极管的阳极相连后，与第一电容的另一端、稳压二极阳极、第一电阻的一端、功率开关igbt的发射极相连，再与第二电容的阴极相连，并形成输出电压负极，功率开关igbt的门极与稳压二极管阴极、第一电阻的另一端相连后，接受来自单相pfc控制电路和驱动电路的pwm驱动信号，本专利申请不涉及单相pfc控制电路和驱动电路。
[0014]
所述的测压电路包括电阻分压电路、上限限幅电路、下限限幅电路和第三电容；所述的分压电路包括依次串联的第二电阻、第三电阻、第四电阻和第五电阻，分压信号由中间点引出，经由第三电容滤波，得到功率开关igbt两端电压的分压信号；所述的上限限幅电路包括第六电阻、第六二极管、第一直流电源和第一运放，可以获得功率开关igbt导通电压波形，由此根据功率开关igbt导通电压与导通电流关系曲线，可以获得升压电感上升电流；所述的下限限幅电路包括第七电阻、第七二极管、第二直流电源和第二运放，可以获得功率开关igbt关断时快恢复二极管导通电压波形，可以获得功率开关igbt关断时二极管导通电压波形，由此根据快恢复二极管导通电压与导通电流关系曲线，可以获得升压电感上升下降电流；
[0015]
其中，第二电阻一端与功率电路中升压电感的另一端、第五二极管阳极、功率开关igbt集电极相连，第二电阻的另一端与第三电阻一端相连，第三电阻的另一端与第四电阻一端、第六电阻一端、第七电阻一端和第三电容一端相连，第四电阻另一端与第五电阻一端相连，第五电阻另一端与功率电路输出负极相连，第三电容另一端与功率电路输出负极相连，第六电阻另一端与第六二极管阳极、第一运放非反相输入端相连，第六二极管阴极与第一直流电源正极相连，第一直流电源负极与功率电路输出负极相连，第七电阻另一端与第七二极管阴极、第二运放非反相输入端相连，第七二极管阳极与第二直流电源正极相连，第
二直流电源负极与功率电路输出负极相连，第一运放反相输入端与其输出端相连，输出第一电压信号，第二运放反相输入端与其输出端相连，输出第二电压信号。
[0016]
作为本发明的进一步改进，所述的升压电感电流检测方法包括以下步骤：
[0017]
(1)存储功率开关导通压降与导通电流关系曲线；将所选择的功率开关igbt的导通电压与导通电流之间的关系在数字控制器中存储成表格；
[0018]
(2)存储快恢复二极管导通压降与导通电流关系曲线：将所选择的快恢复二极管导通电压与导通电流之间的关系在数字控制器中存储成表格；
[0019]
(3)确定各种adc功能和配置寄存器：包括控制寄存器、采样时间寄存器、数据偏移寄存器、看门狗寄存器、规则序列寄存器和注入序列寄存器，完成单次转换、转换结束标志、自动移位设置；
[0020]
(4)启动上限限幅电路采样开关电压：在功率开关导通开始至导通结束期间，即快恢复二极管关断期间，连续启动第一模数转换器(adc01)；
[0021]
(5)读取导通期间功率开关电压数值，放入相应寄存器存储；
[0022]
(6)启动下限限幅电路采样开关电压：在功率开关关断开始至导通结束期间，即快恢复二极管导电期间，连续启动第二模数转换器(adc02)；
[0023]
(7)读取关断期间功率开关电压数值，放入相应寄存器存储；
[0024]
(8)查表折算导通期间电感电流数值：根据步骤(1)中功率开关igbt的导通电压与导通电流之间数据关系，查表得出功率开关igbt导通期间升压电感电流上升数值；
[0025]
(9)查表折算关断期间电感电流数值：根据步骤(2)处理程序中快恢复二极管的导通电压与导通电流之间数据关系，查表得出功率开关igbt关断期间升压电感电流下降数值；
[0026]
(10)计算整个开关周期内电感电流均值：根据功率开关igbt导通期间升压电感电流上升数值和功率开关igbt关断期间升压电感电流下降数值，并根据功率开关igbt的导通时间和关断时间，计算出整个开关周期内的升压电感电流平均值；
[0027]
在得到整个开关周期内的升压电感电流平均值后，采用电压外环和电流内环的双闭环控制策略进行控制，实现pfc的转换功能，即输出较为平直电压和获得近似单位的网侧功率因数。
[0028]
作为本发明的再进一步改进，将步骤(8)查表得出功率开关igbt导通期间升压电感电流上升数值拟合出线性上升曲线。
[0029]
作为本发明的再进一步改进，将步骤(9)查表得出功率开关igbt关断期间升压电感电流下降数值拟合出线性下降曲线。
[0030]
本发明还要提供一种用于电动汽车充电机单相有源功率因数校正电路升压电感电流测算的测压电路，包括电阻分压电路、上限限幅电路、下限限幅电路和第三电容，其特征在于所述的分压电路包括依次串联的第二电阻、第三电阻、第四电阻和第五电阻，分压信号由中间点引出，经由第三电容滤波，得到功率开关两端电压的分压信号；所述的上限限幅电路包括第六电阻、第六二极管、第一直流电源和第一运放，获得功率开关导通电压波形，由此根据功率开关导通电压与导通电流关系曲线，获得升压电感上升电流；所述的下限限幅电路包括第七电阻、第七二极管、第二直流电源和第二运放，获得功率开关关断时快恢复二极管导通电压波形，获得功率开关关断时二极管导通电压波形，由此根据快恢复二极管
导通电压与导通电流关系曲线，获得升压电感上升下降电流。
[0031]
进一步地，第二电阻一端与功率电路中升压电感的另一端、快恢复二极管阳极、功率开关集电极相连，第二电阻的另一端与第三电阻一端相连，第三电阻的另一端与第四电阻一端、第六电阻一端、第七电阻一端和第三电容一端相连，第四电阻另一端与第五电阻一端相连，第五电阻另一端与功率电路输出负极相连，第三电容另一端与功率电路输出负极相连，第六电阻另一端与第六二极管阳极、第一运放非反相输入端相连，第六二极管阴极与第一直流电源正极相连，第一直流电源负极与功率电路输出负极相连，第七电阻另一端与第七二极管阴极、第二运放非反相输入端相连，第七二极管阳极与第二直流电源正极相连，第二直流电源负极与功率电路输出负极相连，第一运放反相输入端与其输出端相连，输出第一电压信号，第二运放反相输入端与其输出端相连，输出第二电压信号。
[0032]
与现有技术相比，本发明的一种电动汽车充电机升压电感电流合成方法，具有如下的有益效果：
[0033]
(1)无需分流电阻，即可以获得单相pfc电路中升压电感电流波形。获得每个开关周期中升压电感电流平均值，可以支持电流连续导电模式(ccm)的电流内环控制；
[0034]
(2)无需分流电阻，可以消除直流母线分流电阻或功率开关igbt发射极下串分流电阻的危害，可以消除电阻发热和引起的电位漂移，为实现精确pfc控制打下基础；
[0035]
(3)本发明采用特殊的检测电路，获得igbt导通期间的igbt导通电压，获得igbt关断期间的快恢复二极管导通压降。该压降加上输出电压等于igbt关断时电压，因而可以获得igbt导通电压和快恢复二极管导通压降，再根据电压与电流关系曲线，就可以推算法升压电感电流。只要获得igbt与快恢复二极管导通电压与导通电流的关系曲线，就可以完成升压电感电流推算，因而具有一定的普适性。
附图说明
[0036]
图1为单相pfc网侧电压与电流波形图(a)、桥后电压与电流波形图(b)。
[0037]
图2为本发明的功率电路图。
[0038]
图3为本发明的升压电感电流合成方法原理图。
[0039]
图4为本发明的升压电感电流合成方法流程图。
具体实施方式
[0040]
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0041]
本发明的一种电动汽车充电机升压电感电流合成方法，包括功率电路和升压电感电流检测方法，所述的功率电路用于完成功率变换，并提供功率开关端电压分压信号，送入数字控制器的模数转换(adc)端口；所述的升压电感电流检测方法根据测得的功率开关端电压分压信号分离出功率开关导通压降与关断压降，由此测算出升压电感电流上升部分和下降部分，进而得到一个完整开关周期内升压电感电流平均值，用于升压电感电流平均值控制，实现单相有源pfc双闭环控制。
[0042]
参照图2，所述的功率电路包括升压电路1和测压电路2。
[0043]
所述的升压电路可以采用任何常规的制式电路。在本实施方式中，所述的升压电路包括整流电路、第一电容c1、升压电感l1、第五二极管d5、稳压二极管zd1、第一电阻r1、第二电容c2和所述的功率开关s1；
[0044]
所述的整流电路为全波整流电路，包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4；所述的功率s1开关采用igbt；所述的第一电容c1为滤波电容；所述的第二电容c2为输出电容，且为电解电容；所述的第五二极管d5为快恢复二极管；第一二极管d1的阳极与第二二极管d2的阴极相连后与交流电源火线相连，第三二极管d3的阳极与第四二极管d4的阴极相连后与交流电源零线相连，第一二极管d1的阴极与第三二极管d3的阴极相连后，与升压电感l1的一端、第一电容c1的一端相连，升压电感l1的另一端与功率开关igbt的集电极、第五二极管d5的阳极相连，第五二极管d5的阴极与输出电容c2的阳极相连，并形成输出电压正极，第二二极管d2的阳极与第四二极管d4的阳极相连后，与第一电容c1的另一端、稳压二极管zd1阳极、第一电阻r1的一端、功率开关igbt的发射极相连，再与第二电容c2的阴极相连，并形成输出电压负极，功率开关igbt的门极与稳压二极管zd1阴极、第一电阻r1的另一端相连后，接受来自单相pfc控制电路和驱动电路的pwm驱动信号，本专利申请不涉及单相pfc控制电路和驱动电路。
[0045]
所述的测压电路包括电阻分压电路、上限限幅电路、下限限幅电路和第三电容；所述的分压电路包括依次串联的第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4和第五电阻r5，分压信号由中间点引出，经由第三电容c3滤波，得到功率开关igbt两端电压的分压信号；所述的上限限幅电路包括第六电阻r6、第六二极管d6、第一直流电源ps1和第一运放u1，可以获得功率开关igbt导通电压波形u
″
s1,d
，由此根据功率开关igbt导通电压与导通电流关系曲线，可以获得升压电感上升电流；所述的下限限幅电路包括第七电阻r7、第七二极管d7、第二直流电源ps2和第二运放u2，可以获得功率开关igbt关断时快恢复二极管d5导通电压波形u
″
s1,u
，可以获得功率开关igbt关断时快恢复二极管导通电压波形，由此根据快恢复二极管导通电压与导通电流关系曲线，可以获得升压电感上升下降电流；
[0046]
其中，第二电阻r2一端与功率电路中升压电感l1的另一端、第五二极管d5阳极、功率开关igbt集电极相连，第二电阻r2的另一端与第三电阻r3一端相连，第三电阻r3的另一端与第四电阻r4一端、第六电阻r6一端、第七电阻r7一端和第三电容c3一端相连，第四电阻r4另一端与第五电阻r5一端相连，第五电阻r5另一端与功率电路输出负极相连，第三电容c3另一端与功率电路输出负极相连，第六电阻r6另一端与第六二极管d6阳极、第一运放u1非反相输入端相连，第六二极管d6阴极与第一直流电源ps1正极相连，第一直流电源ps1负极与功率电路输出负极相连，第七电阻r7另一端与第七二极管d7阴极、第二运放u2非反相输入端相连，第七二极管d7阳极与第二直流电源ps2正极相连，第二直流电源ps2负极与功率电路输出负极相连，第一运放u1反相输入端与其输出端相连，输出第一电压信号，第二运放u2反相输入端与其输出端相连，输出第二电压信号。
[0047]
图3更进一步地描述了图2所示功率电路的工作原理。图3(a)为功率开关igbt的驱动脉冲，高电平表示igbt导通和快恢复二极管关断，低电平表示igbt关断和快恢复二极管导通。图3(b)为功率开关igbt两端电压，底部波形为igbt导通时电压波形，反映igbt导通电流即升压电感上升电流(近似线性上升)，顶部波形为igbt关断时电压波形，反映快恢复二
极管导通电流即升压电感下降电流(近似线性下降)，uo代表输出电压，近似平直不变。图3(c)为图3(b)截去中间电压一端电压后的igbt电压波形，没有失真地保留了igbt导通电流和快恢复二极管导通电流信息。图3(d)为还原后igbt导通电流，即升压电感上升电流波形。图3(e)为还原后快恢复二极管导通电流波形，即升压电感下降电流波形。图3(f)为还原后一个开关周期内的升压电感电流波形。
[0048]
参照图4，所述的升压电感电流检测方法包括以下步骤：
[0049]
(1)存储功率开关导通压降与导通电流关系曲线；将所选择的功率开关igbt的导通电压与导通电流之间的关系在数字控制器中存储成表格；
[0050]
(2)存储快恢复二极管导通压降与导通电流关系曲线：将所选择的快恢复二极管导通电压与导通电流之间的关系在数字控制器中存储成表格；
[0051]
(3)确定各种adc功能和配置寄存器：包括控制寄存器、采样时间寄存器、数据偏移寄存器、看门狗寄存器、规则序列寄存器和注入序列寄存器，完成单次转换、转换结束标志、自动移位设置；
[0052]
(4)启动上限限幅电路采样开关电压u
″
s1,d
：在功率开关导通开始至导通结束期间，即快恢复二极管关断期间，连续启动第一模数转换器(adc01)；
[0053]
(5)读取导通期间功率开关电压数值，放入相应寄存器存储；
[0054]
(6)启动下限限幅电路采样开关电压u
″
s1,u
：在功率开关关断开始至导通结束期间，即快恢复二极管导电期间，连续启动第二模数转换器(adc02)；
[0055]
(7)读取关断期间功率开关电压数值，放入相应寄存器存储；
[0056]
(8)查表折算导通期间电感电流数值：根据步骤(1)中功率开关igbt的导通电压与导通电流之间数据关系，查表得出功率开关igbt导通期间升压电感电流上升数值，并拟合出线性上升曲线；
[0057]
(9)查表折算关断期间电感电流数值：根据步骤(2)处理程序中快恢复二极管的导通电压与导通电流之间数据关系，查表得出功率开关igbt关断期间升压电感电流下降数值，并拟合出线性下降曲线；
[0058]
(10)计算整个开关周期内电感电流均值：根据升压电感电流线性上升和下降曲线，并根据功率开关igbt的导通时间和关断时间，计算出整个开关周期内的升压电感电流平均值；
[0059]
在得到整个开关周期内的升压电感电流平均值后，采用电压外环和电流内环的双闭环控制策略进行控制，实现pfc的转换功能，即输出较为平直电压和获得近似单位的网侧功率因数。
[0060]
在本实施方式中，上述适合单相pfc一组优选参数为：
[0061]
交流电源：单相交流电源220vac，50hz；
[0062]
输出电压：额定输出电压385v；
[0063]
开关频率：100khz；
[0064]
二极管d1～d4：构成整流电路，35a@85℃，600v；
[0065]
二极管d5：35a@85℃，650v，反向恢复时间30ns；
[0066]
稳压二极管zd1： 18v稳压；
[0067]
电容c1：2.2μf；电容c2：电解电容，4*680μf；电容c3：0.1μf；
[0068]
功率开关s1：igbt，耐压650v，50a@85℃；
[0069]
升压电感l1：100μh；
[0070]
运算放大器u1～u2：即运放，tlc2272， 3.3v供电；
[0071]
二极管d6～d7：ll1418；
[0072]
电源ps1～ps2：辅助电源，ps1为 2.5v，ps2为 5.0v；
[0073]
电阻r1：20kω；
[0074]
电阻r6～r7：均为200ω；
[0075]
电阻r2：200kω；电阻r3：185kω；
[0076]
电阻r4：1.0kω；电阻r5：1.0kω。
[0077]
本发明可以应用于有线输电或无线输电的电动汽车充电机单相有源功率因数校正器(pfc)中升压电感电流检测，无需采用分流电阻，因而消除了分流电阻的耗能、电位漂移等问题。整体电路具有节能效果好、成本低廉等优点。
[0078]
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本技术的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。