一种机载并联式双向DC-DC变换器均流控制方法与流程

一种机载并联式双向dc
‑
dc变换器均流控制方法
技术领域
1.本技术属于航空电气系统领域。具体涉及一种基于状态解耦的均流控制方法。


背景技术：

2.随着电气系统在波音787、a380、f35等飞机的大规模应用，多电飞机领域相关技术得到了广泛的关注和发展。其中机载270v高压直流电气系统能够适应飞机电气系统负载设备增加、功率等级增大的发展要求，具有结构简单、体积小、重量轻等优势，成为了飞机电气系统发展的热点方向。随着航空电气技术的发展，电作动器逐渐取代传统液压作动器，成为主要的飞行控制机构。电作动器作为大功率电气负载，具有平均功率低，瞬时功率高的特点；作动器在制动和逆载运行时，会向电气系统回馈电能，如果不对再生电能进行有效的处理，会破坏飞机电气系统的稳定性，损坏机载电气设备。
3.在机载汇流条上对大功率电作动器能量回馈的处理方案有两类，第一类是集中式能量耗散，该方案采用能耗电阻将再生电能转换为热能并耗散掉，是目前应用最广泛的方案；第二类是集中式能量存储，该方案采用储能装置将再生电能存储起来，实现能量的回收利用。在第二类方案中，双向能量变换装置被用于连接储能装置与机载270v汇流条，实现能量双向流动的监测与控制。
4.并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器(以下简称变换器)是双向能量变换装置的主要变换通道，用于储能装置与机载270v汇流条之间的双向升降压能量变换。为了满足机载设备功率等级高、体积重量小的要求，变换器采用两路非隔离buck
‑
boost变换器并联的结构，并通过基于dsp芯片的数字控制系统进行控制。
5.多路并联的双向dc
‑
dc变换器是一个各路相互影响的耦合系统，这使得传统的各路独立的电流pi控制方法失效，造成路间环流，严重影响机载双向能量变换装置的稳定性，很难满足机载供电系统对双向能量变换功能快速性和稳定的要求。


技术实现要素：

6.本技术要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种机载并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器的均流控制方法，基于系统解耦和状态观测的控制算法，解决传统控制方法下变换器多路并联环流的问题，提高变换器的快速性和稳定性，具有控制效果好，参数适应范围广的优点。
7.为实现上述效果，本技术的基本构思是：
8.一种机载并联式双向dc
‑
dc变换器均流控制方法，以两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器为控制对象，采样变换器电流、电压信号，设计均流控制算法,对机载并联双向dc
‑
dc变换器给出开关信号。
9.进一步的，包括以下步骤：
10.s1：构建双向dc
‑
dc变换器的数学模型、状态空间方程；
11.s2：根据状态空间方程设计解耦控制器和状态观测器，设计均流控制方法；
12.s3：采样双向dc
‑
dc变换器输入端电压v
in
、输出端电压v
o
、变换器a路输出端电流i
o1
和变换器b路输出端电流i
o2
；
13.s4：根据获两路电流给定指令i
r1
和i
r2
，经pi调节器、状态观测器和解耦控制器，计算两路开关管的占空比d1和d2，再经pwm信号生成器产生pwm波控制开关管的开通和关断，实现均流控制。
14.进一步的，所述步骤s1建立两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器的数学模型，以输入端向输出端为正方向，所述双向dc
‑
dc变换器共有四种典型的工作模式，分别是buck降压
‑
纯阻性负载、buck降压
‑
阻容性负载、boost升压
‑
纯阻性负载和boost升压
‑
阻容性负载。
15.进一步的，所述buck降压
‑
纯阻性负载的小信号状态空间方程为：
[0016][0017]
buck降压
‑
阻容性负载的小信号状态空间方程为：
[0018][0019]
boost升压
‑
纯阻性负载的小信号状态空间方程为：
[0020][0021]
boost升压
‑
阻容性负载的小信号状态空间方程为：
[0022][0023]
其中，i
l1
、i
l2
和v
o
是状态变量，分别代表变换两路电感电流和变换器输出端电压；d1和d2是控制量，分别代表变换器两路开关管占空比给定值；i
o1
和i
o2
是输出量，分别代表变换器两路输出端电流；v
in
、v
o
、i
l1
、i
l2
、d1和d2分别代表对应小信号量v
in
、v
o
、i
l1
、i
l2
、d1和d2的直流稳态值；l1、l2、c1和c2分别代表变换器两路电感值和输出端滤波电容值；r代表纯阻性负载的电阻值，r
b
、c
b
代表阻容性负载的电阻和电容值。
[0024]
进一步的，步骤s2中所述均流控制方法由pi调节器、状态观测器和解耦控制器三部分组成；所述状态观测器的设计方法是：
[0025]
第一步，状态空间离散化，两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器是一个mimo(多输入多输出)系统，其状态空间方程：
[0026][0027]
对被控对象进行离散化，若dsp控制周期为t，则离散化系统的状态空间方程为：
[0028][0029]
取a
d
＝e
at
，其中系统状态空间矩阵的参数a、b、c依照步骤s1中的状态空间方程确定；
[0030]
第二步，选择一个1
×
1的稳定矩阵f，其与a
d
不存在共同的特征根；
[0031]
第三步，选择一个1
×
2的稳定矩阵l，保证(f，l)能控；
[0032]
第四步，计算李雅普诺夫方程ta
d
‑
ft＝lc的唯一解t；
[0033]
第五步，保证奇异，否则返回第二步；
[0034]
第六步，构建状态观测方程组：
[0035]
z[k 1]＝fz[k] tb
d
u[k] ly[k]，
[0036]
产生对状态x[k]的估计：
[0037]
[0038]
结束。
[0039]
进一步的，所述解耦控制器的设计方法是：
[0040]
第一步，状态空间离散化，与所述状态观测器设计流程的第一步相同；
[0041]
第二步，计算受控系统(b
d
，c)的结构特征量d1、d2、e1、e2；
[0042]
第三步，根据结构特性相连组成并判断矩阵e的非奇异性，本文中系统满足可解耦的条件；
[0043]
第四步，计算e
‑1，其中c
i
为矩阵c的行向量；
[0044]
第五步，取l＝e
‑1，k＝e
‑1f；
[0045]
第六步，计算证明系统能观，结束。
[0046]
进一步的，所述步骤s3中双向dc
‑
dc变换器的输入端连接机载270v高压直流汇流条，进行两路总输入电流i
in
和输入电压v
in
的采样；变换器输出端连接高压储能装置或耗散电阻，进行两路输出电流i
o1
、i
o2
和输出电压v
o
的采样；采样信号既用于系统状态的观测，又用于状态反馈矩阵和pi调节器的控制。
[0047]
进一步的，步骤s4中所述pi调节器根据电流给定指令i
ri
和反馈值i
oi
的误差得到控制量，两路变换器的pi调节器各自独立；状态观测器根据系统输出电流i
oi
和输出电压v
o
观测变换器电感电流值i
li
；解耦控制器包括输入变换矩阵和状态反馈矩阵两部分，输入变换部分将pi调解器的控制量整合成新的控制信号，减去基于状态观测器的状态反馈值后，得到解耦控制输出值；解耦控制输出值是两路开关管的占空比d1和d2，经pwm信号生成器产生pwm波控制开关管的开通和关断。
[0048]
进一步的，所述pwm信号生成器根据升降压工作模式给出buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器两路八个开关管的pwm信号；当输入端电压大于输出端电压时，变换器工作在buck降压模式：a路输入侧上管以占空比d1工作，输入侧下管以占空比1
‑
d1工作，输出侧上管恒开通，输出侧下管恒关断，b路输入侧上管以占空比d2工作，输入侧下管以占空比1
‑
d2工作，输出侧上管恒开通，输出侧下管恒关断；当输入端电压小于输出端电压时，变换器工作在boost升压模式：a路输入侧上管恒开通，输入侧下管恒关断，输出侧上管以占空比1
‑
d1工作，输出侧下管以占空比d1工作，b路输入侧上管恒开通，输入侧下管恒关断，输出侧上管以占空比1
‑
d2工作，输出侧下管以占空比d2工作。
[0049]
进一步的，采用离散域状态空间方程进行控制率设计，应用于基于dsp芯片的数字控制系统。
[0050]
本技术技术方案具有如下有益的技术效果：
[0051]
将解耦控制应用于并联式双向dc
‑
dc变换器的控制，解决了传统控制方式下多路并联式双向dc
‑
dc变换器各路耦合的问题，提高了变换器进行双向能量变换的快速性和稳定性。
[0052]
设计了状态观测器和解耦控制器相结合均流控制算法，由于解耦控制状态反馈部分所需的系统状态值不能直接测量，因此将状态观测器融入解耦控制率，采用估计的状态进行解耦并取得了良好的效果，降低了增设电流传感器的成本，提高了控制方法的适用性。
[0053]
在离散域进行了解耦控制率和状态观测器设计，相比于传统的连续域设计方法，对基于dsp芯片的数字控制系统的适应性更强，控制率设计更加准确，控制效果更好。
附图说明
[0054]
图1是两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器电路拓扑图；
[0055]
图2是buck降压
‑
纯阻性负载和buck降压
‑
阻容性负载工作模式电路示意图；
[0056]
图3是boost升压
‑
纯阻性负载和boost升压
‑
阻容性负载工作模式电路示意图；
[0057]
图4是均流控制系统结构图；
[0058]
图5是仿真试验中均流控制方法的电流控制效果对比图；
[0059]
附图标记：
[0060]
其中，100、270v高压直流汇流条；200、阻容性负载；300、纯阻性负载；400、pwm信号生成器；500、并联式双向dc
‑
dc变换器；600、pi调节器；700、状态观测器；800、解耦控制器；801、输入变换矩阵；802、状态反馈矩阵。
具体实施方式
[0061]
在附图中示出了根据本技术实施例的层结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状以及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
[0062]
显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。在本技术的描述中，需要说明的是，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
[0063]
此外，下面所描述的本技术不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
[0064]
为使本技术的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本技术进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本技术的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本技术的概念。
[0065]
参见图1和图4，本发明是一种机载并联式机载双向dc
‑
dc变换器均流控制方法，它以两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器500为控制对象，采集变换器电流、电压信号，根据所设计的均流控制算法给出开关信号，实现机载并联双向dc
‑
dc变换器的均流控制。本控制方法包括如下步骤：
[0066]
s1：建立两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器的数学模型，写出状态空间方程；
[0067]
s2：根据状态空间方程设计解耦控制器800和状态观测器700，设计均流控制方法；
[0068]
s3：采样双向dc
‑
dc变换器输入端电压v
in
、输出端电压v
o
、变换器a路输出端电流i
o1
和变换器b路输出端电流i
o2
；
[0069]
s4：根据两路电流给定指令i
r1
和i
r2
，经pi调节器、状态观测器和解耦控制器，计算两路开关管的占空比d1和d2，再经pwm信号生成器400产生pwm波控制开关管的开通和关断，实现均流控制。
[0070]
参见图2和图3，所述步骤s1建立两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器的数学模型，是后续控制率设计的基础。以输入端向输出端为正方向，buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器的工作模式分为buck降压模式和boost升压模式；根据负载类型的不同，输出端负载分为纯阻性负载300(耗散电阻等用电设备)和阻容性负载200(电池等用电设备)。综上所述，双向dc
‑
dc变换器共有四种典型的工作模式，分别是buck降压
‑
纯阻性负载300、buck降压
‑
阻容性负载200、boost升压
‑
纯阻性负载300和boost升压
‑
阻容性负载200。
[0071]
如图2，所述步骤s1的buck降压
‑
纯阻性负载的小信号状态空间方程：
[0072][0073]
如图2，buck降压
‑
阻容性负载的小信号状态空间方程是
[0074][0075]
如图3，boost升压
‑
纯阻性负载的小信号状态空间方程是
[0076][0077]
如图3，boost升压
‑
阻容性负载的小信号状态空间方程是
[0078][0079]
参见图2和图3，其中i
l1
、i
l2
和v
o
是状态变量，分别代表变换两路电感电流和变换器输出端电压；d1和d2是控制量，分别代表变换器两路开关管占空比给定值；i
o1
和i
o2
是输出量，分别代表变换器两路输出端电流；v
in
、v
o
、i
l1
、i
l2
、d1和d2分别代表对应小信号量v
in
、v
o
、i
l1
、i
l2
、d1和d2的直流稳态值；l1、l2、c1和c2分别代表变换器两路电感值和输出端滤波电容值；r代表纯阻性负载300的电阻值，r
b
、c
b
代表阻容性负载200的电阻和电容值。
[0080]
如图4，所述步骤s2根据状态空间方程设计解耦控制器800和状态观测器700，构建均流控制方法。均流控制方法由pi调节器600、状态观测器700和解耦控制器800三部分组成，步骤s2完成状态观测器700和解耦控制器800的设计。
[0081]
所述状态观测器700的设计方法是：
[0082]
第一步，状态空间离散化。两路并联式buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器500是一个mimo(多输入多输出)系统，其状态空间方程可以写成
[0083][0084]
因为dc
‑
dc变换器500通过基于dsp芯片的数字控制系统控制，而数字控制系统本质上是离散控制系统，因此对被控对象进行离散化，若dsp控制周期为t，则离散化系统的状态空间方程可以写成
[0085][0086]
取a
d
＝e
at
，其中系统状态空间矩阵的参数a、b、c依照步骤s1中的状态空间方程确定；
[0087]
第二步，选择一个1
×
1的稳定矩阵f，其与a
d
不存在共同的特征根；
[0088]
第三步，选择一个1
×
2的稳定矩阵l，保证(f，l)能控；
[0089]
第四步，计算李雅普诺夫方程ta
d
‑
ft＝lc的唯一解t；
[0090]
第五步，保证奇异，否则回到第二步；
[0091]
第六步，构建状态观测方程组
[0092]
z[k 1]＝fz[k] tb
d
u[k] ly[k]，
[0093]
产生对状态x[k]的估计
[0094]
结束。
[0095]
所述解耦控制器的设计方法是：
[0096]
第一步，状态空间离散化，与所述状态观测器设计流程的第一步相同；
[0097]
第二步，计算受控系统(b
d
，c)的结构特征量d1、d2、e1、e2；
[0098]
第三步，根据结构特性相连组成并判断矩阵e的非奇异性，本文中系统满足可解耦的条件；
[0099]
第四步，计算e
‑1，其中c
i
为矩阵c的行向量；
[0100]
第五步，取l＝e
‑1，k＝e
‑1f；
[0101]
第六步，计算证明系统能观，结束。
[0102]
见图4，所述步骤s3采集电压电流信号，用于均流控制方法的实施。双向dc
‑
dc变换器500的输入端连接机载270v高压直流汇流条100，进行两路总输入电流i
in
和输入电压v
in
的采样；dc
‑
dc变换器500输出端连接高压储能装置或耗散电阻，进行两路输出电流i
o1
、i
o2
和输出电压v
o
的采样，其中总输入电流i
in
不参与控制。系统信息采样是双向dc
‑
dc变换器均流控制方法的基础，采样信号既用于系统状态的观测，又用于状态反馈矩阵700和pi调节器600的控制。
[0103]
见图4，所述步骤s4根据电流指令值i
r1
和i
r2
进行控制，实现系统输出变量i
oi
独立跟随输入变量i
ri
。均流控制方法由pi调节器600、状态观测器700和解耦控制器800三部分组成，其中pi调节器600根据电流给定指令i
ri
和反馈值i
oi
的误差得到控制量，两路变换器的pi调节器600各自独立；状态观测器根据系统输出电流i
oi
和输出电压v
o
观测变换器电感电流值i
li
，是后续的状态反馈的基础；解耦控制器800包括输入变换矩阵801和状态反馈矩阵802两部分，输入变换矩阵801部分将pi调解器600的控制量整合成新的控制信号，减去基于状态观测器的状态反馈值后，得到解耦控制输出值；解耦控制输出值是两路开关管的占空比d1和d2，经pwm信号生成器产400生pwm波控制开关管的开通和关断，实现均流控制。
[0104]
见图1，pwm信号生成器根据升降压工作模式给出buck
‑
boost双向dc
‑
dc变换器两路八个开关管的pwm信号。当输入端电压大于输出端电压时，变换器工作在buck降压模，开关管q1～q8的占空比分别为1(恒开通)、0(恒关断)、d1、1
‑
d1、1、0、d2、1
‑
d2；当输入端电压小于输出端电压时，变换器工作在boost升压模式，开关管q1～q8的占空比分别为1
‑
d1、d1、1、0、1
‑
d2、d2、1、0。
[0105]
见图5，相比于传统的pi控制方法，所设计的并联式双向dc
‑
dc变换器均流控制方法能够解除并联路间耦合，消除路间环流，提高电流控制的效果，改善控制性能。
[0106]
应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。