一种重构误差补偿单电流传感器无位置控制方法

本发明涉及永磁同步电机无位置传感器控制领域，尤其是涉及了一种重构误差补偿单电流传感器无位置控制方法。

背景技术：

1、永磁同步电机具有结构简单、功率密度高、效率高等优点，无位置传感器控制可以省去安装位置传感器带来的成本，而基波模型法在中高速可以满足系统的控制需求，但在零低速的情况下电机反电势较小，信噪比低，因此低速时通过注入高频信号估计转子位置。通过单电流传感器技术的引入，进一步降低了系统的成本，还可以避免采用多个电流传感器采样时不同的电流传感器增益不同引起的误差。传统电流重构方案中由于电流的采样需要考虑逆变器死区时间、开关器件的开通关断时间等因素从而存在重构盲区，不针对重构盲区进行相应的处理会导致电流重构的误差变大甚至导致重构失败。因此，针对上述的问题，为了提高系统的控制性能，需要相应的提出有效解决方案。

技术实现思路

1、本发明的目的是针对已有技术中存在的问题，提供一种重构误差补偿单电流传感器无位置控制方法，能够减小重构电流基频分量的误差，进而提高转子位置的估计精度。

2、本发明提出的技术方案为：

3、一种重构误差补偿单电流传感器无位置控制方法，采用对称双边调制策略生成逆变器驱动信号，对直流母线电流进行采样并重构，得到包含基频电流分量和高频电流响应分量的复合相电流；将相电流重构误差划分为采样间隔误差和周期对齐误差，在同步旋转坐标系下建立电流重构误差与参考电压矢量所处扇区之间的映射关系，根据两个误差区间内的平均d轴电流、平均q轴电流及误差区间时长计算电流重构误差，并对重构电流中的基频电流分量进行补偿；在相邻开关周期内注入极性交替的高频方波电压，采用二阶广义积分器从补偿后的重构电流中提取高频电流响应，根据所述高频电流响应获得转子位置误差信号，并通过锁相环获得转子位置估计值，实现无位置传感器闭环控制。

4、所述一种重构误差补偿单电流传感器无位置控制方法包括如下步骤：

5、步骤1：采用对称双边调制策略生成逆变器驱动信号，并在有效电压矢量持续时间小于最小采样时间时，在脉宽调制周期中间插入互补的有效电压矢量；

6、步骤2：根据所述对称双边调制波形，在开关周期的后半周期对直流母线电流进行采样，重构得到包含基频电流分量和高频电流响应分量的复合相电流，并将重构误差划分为采样间隔误差和周期对齐误差；

7、步骤3：建立重构误差与扇区变化的映射关系，在同步旋转坐标系下，根据各误差区间内的平均d轴、q轴电流及误差区间时长计算电流重构误差，并对重构电流中的基频电流分量进行补偿；

8、步骤4：采用二阶广义积分器从补偿后的重构电流中提取高频电流响应，根据所述高频电流响应获得转子位置误差信号，并通过锁相环获得转子位置估计值，实现无位置传感器闭环控制；

9、进一步分析，对直流母线电流进行准确采样所需的最小采样时间tmin表达式为：

10、

11、式中td代表逆变器开关器件的死区时间，tset代表开关管状态切换期间的暂态过程持续时间，tcon为模数转换时间，tmin代表采样直流母线电流所需最小采样时间；

12、当有效电压矢量的持续时间ta小于最小采样时间tmin时，在脉宽调制波中间插入一段与持续时间不足的矢量相互补的有效电压矢量，插入矢量的持续时间tb为：

13、

14、式中ta代表持续时间不足的有效矢量持续时间，tb为所插入的有效矢量的持续时间；

15、根据生成的对称脉宽调制波形，将第一采样时刻t1和第二采样时刻t2分别选取在占空比次大、最大相的开关状态下降沿时刻，并将当前开关周期结束时刻记为tend；

16、将重构误差拆分为t1到t2期间的采样间隔误差和t2到tend期间的周期对齐误差两部分，采样间隔误差区间时长为tgap1，周期对齐误差区间时长为tgap2；

17、当参考电压矢量位于低调制比盲区时，采样间隔误差区间时长tgap1取最小采样时间tmin；当参考电压矢量位于扇区边界盲区时，采样间隔误差区间时长tgap1根据作用时间不足的有效电压矢量确定，其表达式为：

18、

19、式中，v1至v6分别表示六个有效电压向量；tx为参考电压矢量所在扇区内首先作用的有效电压矢量的持续时间；

20、周期对齐误差区间时长tgap2的取值固定为零矢量作用时间，与参考矢量所处扇区无关；

21、建立永磁同步电机同步旋转坐标轴系下的电压方程：

22、

23、式中ud和uq表示d轴和q轴电压分量, id和iq表示d轴和q轴电流分量，ωe为电角速度, rs为定子电阻,ld和lq表示d轴和q轴电感值, ψf为永磁体磁链；

24、建立d轴、q轴电流重构误差与参考电压矢量所处扇区之间的映射关系，总的d轴、q轴电流重构误差表示为：

25、

26、式中，δid1和δiq1分别表示采样间隔误差区间内的d轴电流误差和q轴电流误差；δid2和δiq2分别表示周期对齐误差区间内的d轴电流误差和q轴电流误差；δid和δiq分别表示经过扇区映射后得到的总d轴电流重构误差和总q轴电流重构误差；tp(θe)表示转子位置角为θe时的park变换矩阵；tip(θe)表示对应的反park变换矩阵；tc表示clarke变换矩阵；tic表示反clarke变换矩阵；hn表示参考电压矢量位于第n扇区时对应的相电流选择矩阵，其中n∈{1,2,3,4,5,6}；

27、第一扇区选择矩阵h1可表示为：

28、

29、在时长很短的误差区间内，采用平均电流近似代替电流变化率，根据电压矢量作用情况与误差区间时长获取重构误差，采样间隔误差区间内为有效电压矢量作用，采样间隔误差区间内的d轴、q轴电流重构误差表达式为：

30、

31、式中，ud1和uq1分别表示采样间隔误差区间内有效电压矢量对应的d轴电压分量和q轴电压分量；iavd1和iavq1分别表示采样间隔误差区间内d轴电流和q轴电流的平均值；

32、周期对齐误差区间内为零电压矢量作用，逆变器输出电压的d轴分量和q轴分量均为零，周期对齐误差区间内的d、q轴电流误差可表示为：

33、

34、式中，iavd2和iavq2分别表示周期对齐误差区间内d轴电流和q轴电流的平均值；

35、补偿后的d轴和q轴电流表示为：

36、

37、式中idtotal和iqtotal为补偿后的d轴和q轴电流，idcon和iqcon为d轴和q轴重构电流；

38、在相邻的开关周期内注入方波电压极性不同，所述高频方波电压与对称双边调制策略叠加得到的重构电流当中，相邻开关周期的高频电流响应分量满足：

39、

40、式中idqh(k-1)和idqh(k)分别表示重构电流在k-1时刻和k时刻的高频电流响应值；

41、二阶广义积分器传递函数为：

42、

43、式中，s表示拉普拉斯算子；ω0表示二阶广义积分器的中心角频率；k表示二阶广义积分器的阻尼系数；

44、注入高频方波电压时电机的电压方程简化为：

45、

46、式中udh和uqh为高频下d轴和q轴电压，idh和iqh为高频下d轴和q轴电流，ldh和lqh为高频下d轴和q轴电感；p表示微分算子，且p=d/dt；

47、在选定的估计d轴上注入高频电压，为：

48、

49、式中ud̂h和uq̂h表示估计d轴和q轴注入电压，vinj表示注入电压幅值；k表示开关周期序号；

50、得到转子位置误差表达式为：

51、

52、式中，δθe表示估计同步旋转坐标系与实际同步旋转坐标系之间的转子位置误差；iq̂h表示估计同步旋转坐标系下的q轴高频电流响应；

53、将转子位置误差输入锁相环，可获得转子位置估计值和电角速度估计值，并将转子位置估计值反馈至坐标变换环节和基频电流控制环节，以实现永磁同步电机的无位置传感器闭环控制。

54、有益效果：由于采用了上述技术方案，本发明适用于一种重构误差补偿的单电流传感器无位置控制方法，采用了一种对称调制方式，通过采样点的合理设置和电流重构误差补偿方案的应用，能够减小重构电流的误差，提高基频电流环的控制性能进而减小位置估计误差，使用二阶广义积分器选频解耦出高频电流响应，降低了因高频响应分量混入基频分量中导致的重构电流畸变。同时仅使用了一个电流传感器，大幅降低了系统的成本，因此本技术方案适用于低成本的无位置控制方法。