一种自供电双模复用型浪涌抑制电路及系统的制作方法

本发明涉及电力电子，尤其涉及一种自供电双模复用型浪涌抑制电路及系统。

背景技术：

1、在ac/dc开关电源中，输入端并联的大容量母线电容在上电瞬间近似短路，产生的浪涌电流极易损坏整流桥、熔断保险甚至引发系统跳闸，因此必须在充电回路中串联浪涌抑制器件。随着电源应用环境日趋复杂，业界对浪涌抑制方案在控制简洁性、工作稳定性和长期可靠性方面的要求日益提高。

2、现有浪涌抑制技术主要包括无源器件方案（功率电阻、ntc热敏电阻）、继电器旁路方案和有源恒流/恒功率方案。无源方案存在过热烧毁、热态重启失效和宽温特性差等问题；继电器方案体积大、有机械噪音、触点易拉弧烧蚀，频繁开关下可靠性不足；有源恒流/恒功率方案虽可实现精确限流，但控制电路通常需要独立的辅助电源供电，且功率mosfet在稳态时仍需持续导通以传递负载电流，导通损耗无法消除。若为降低该损耗而额外增加继电器或并联旁路mosfet，则会导致控制复杂、故障点多、容易出现一些无法预料的问题，进而存在电路稳定性不高的问题。

技术实现思路

1、本发明旨在提供一种自供电双模复用型浪涌抑制电路及系统，以解决上述技术问题，提高了低导通损耗型浪涌抑制电路的稳定性。

2、为解决上述技术问题，本发明提供了一种自供电双模复用型浪涌抑制电路，包括浮地稳压电源子电路、开关子电路、控制子电路、模式切换子电路、功率子电路和功率整流桥；

3、所述功率整流桥的第一输入端作为交流l线接口，所述功率整流桥的第二输入端作为交流n线接口，所述功率整流桥的正极输出端与所述功率子电路的输入端电连接，所述功率整流桥的负极输出端与所述功率子电路的负极输出端电连接；

4、所述浮地稳压电源子电路的第一输入端与所述功率整流桥的第一输入端电连接，所述浮地稳压电源子电路的第二输入端与所述功率整流桥的第二输入端电连接，所述浮地稳压电源子电路的第一输出端与所述开关子电路的输入端电连接，所述浮地稳压电源子电路的第二输出端与所述功率子电路的正极输出端电连接；

5、所述开关子电路的输出端与所述模式切换子电路的控制端电连接，所述开关子电路的控制输入端与所述控制子电路的第一输出端电连接，所述开关子电路的控制输出端与所述控制子电路的第二输出端电连接；

6、所述控制子电路的输入端与所述功率子电路的正极输出端电连接；

7、所述模式切换子电路的输入端与所述功率子电路的控制输出端电连接，所述模式切换子电路的输出端与所述功率子电路的控制输入端电连接；

8、所述功率子电路的驱动控制端与所述浮地稳压电源子电路的第一输出端电连接；

9、当交流上电后，所述浮地稳压电源子电路产生辅助电压，此时所述控制子电路未产生控制信号，所述模式切换子电路进入浪涌抑制模式；

10、交流上电的同时，所述功率整流桥将交流电转换成直流电输入至所述功率子电路，所述功率子电路产生总线电压；

11、当总线电压逐渐上升至预设阈值时，所述控制子电路使所述开关子电路导通，从而将辅助电压通过所述开关子电路输入至所述模式切换子电路，所述模式切换子电路进入全导通开关模式，进而使所述功率子电路高效稳态导通。

12、本发明通过在交流上电后，所述浮地稳压电源子电路产生辅助电压，所述模式切换子电路还未被所述控制子电路控制，从而进入浪涌抑制模式，交流上电的同时，交流电经过所述功率整流桥转换成直流电，所述功率子电路产生总线电压，当总线电压逐渐上升至预设阈值时，所述控制子电路控制所述开关子电路导通，从而使辅助电压输入至所述模式切换子电路，所述模式切换子电路进入全导通开关模式，进而使所述功率子电路高效稳态导通，实现了利用模式切换子电路的两种模式，同时实现浪涌抑制和全导通功能，无需引入额外的器件和电路，因此电路简单，可以有效避免因电路复杂而导致的故障点多，难以排查的问题发生，提高了低导通损耗型浪涌抑制电路的稳定性。

13、进一步的，所述模式切换子电路包括第一nmos管和第一电阻，其中：

14、所述第一nmos管的栅极作为所述模式切换子电路的控制端，所述第一nmos管的漏极作为所述模式切换子电路的输入端，所述第一nmos管的源极作为所述模式切换子电路的输出端；

15、所述第一电阻的第一端与所述第一nmos管的栅极电连接，所述第一电阻的第二端与所述第一nmos管的源极电连接。

16、上述方案中，在交流上电时，所述第一nmos管被所述第一电阻下拉至关断状态，从而所述模式切换子电路进入浪涌抑制模式；当总线电压上升到预设阈值时，所述控制子电路控制所述开关子电路进而使所述nmos管的栅极电压被拉高，所述模式切换子电路进入全导通开关模式，第一nmos管把所述第二电阻和第一npn三极管短路，使所述功率子电路中的充电电流从所述第一nmos管流过。

17、需要说明的是，所述第一nmos管并联在所述第二电阻和第一npn三极管两端，其承受的漏-源电压vds等于第二电阻压降v_rcs与第一npn三极管的vbe1之和。该vds被所述第一稳压管钳位住，因此所述第一nmos管可选用极低耐压但导通电阻极低、电流容量大的nmos管，显著降低成本和导通损耗。

18、进一步的，所述功率子电路包括第二nmos管、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、总线电容和宽温稳定模块，其中：

19、所述第二nmos管的漏极作为所述功率子电路的输入端，所述第二nmos管的源极与所述第二电阻的第一端电连接，所述第二nmos管的栅极与所述第五电阻的第二端电连接；

20、所述第二电阻的第二端与所述宽温稳定模块的第一端电连接；

21、所述第三电阻的第一端与所述第二电阻的第一端电连接，所述第三电阻的第二端与所述第四电阻的第二端电连接；

22、所述第四电阻的第一端与所述第二nmos管的漏极电连接，所述第四电阻的第二端与所述宽温稳定模块的第三端电连接；

23、所述第五电阻的第一端与所述第四电阻的第一端电连接，所述第五电阻的第二端与所述宽温稳定模块的第四端电连接；

24、所述宽温稳定模块的第二端与所述总线电容的正极电连接；

25、所述总线电容的正极作为所述功率子电路的正极输出端，所述总线电容的负极作为所述功率子电路的负极输出端。

26、进一步的，所述宽温稳定模块包括第一npn三极管、第二npn三极管和第一稳压管，其中：

27、所述第一npn三极管的集电极作为所述宽温稳定模块的第一端，所述第一npn三极管的发射极作为所述宽温稳定模块的第二端，所述第一npn三极管的基极与集电极电连接；

28、所述第二npn三极管的基极作为所述宽温稳定模块的第三端，所述第二npn三极管的发射极与所述第一稳压管的阴极电连接，所述第二npn三极管的集电极作为所述宽温稳定模块的第四端；

29、所述第一稳压管的阳极与所述第一npn三极管的发射极电连接。

30、上述方案中，在交流上电后，所述功率整流桥将交流电转换成直流电vin，此时总线电压vbus等于0v，所述第二nmos管的漏-源压差最大（接近vin），第三电阻和第四电阻采样第二nmos管的漏源两端的电压反馈至所述第二npn三极管的基极，控制所述第二npn三极管的导通程度，将初始充电电流限制在安全水平。充电电流流过所述第二nmos管、第二电阻、第一npn三极管向总线电容充电；随着总线电容上的总线电压vbus逐渐升高，第二nmos管两端压差逐渐减小，所述第三电阻和第四电阻的反馈作用减弱，充电电流由第一稳压管精确设定。

31、其中，所述第一npn三极管和所述第二npn三极管为同型号的npn三极管，优选采用同一封装体内的双三极管（如sot-363封装的bc847bd等），两颗管芯集成于同一基片，工艺参数高度一致，且热耦合良好。充电电流由两条并联支路的电压平衡决定：第一支路为所述第二npn三极管的vbe2与所述第一稳压管的电压vzd串联；第二支路为所述第二电阻上的压降v_rcs与所述第一npn三极管的vbe1串联。电路稳态工作时两条支路端电压相等，即

32、；

33、整理得

34、；

35、当环境温度变化时，vbe1与vbe2的漂移幅度相等、方向相同，在方程中相互抵消，即

36、；

37、使得所述第二电阻上的电压仅有温度系数极低的第一稳压管的电压vzd决定，在全温范围内保持高度稳定；在正常启动阶段实现温度补偿型精确恒流充电，在高压差或输出短路工况下自动转入近似恒功率模式，充电电流自动降低，将功率管瞬时功耗始终限制在预设安全范围内。

38、进一步的，所述功率子电路还包括第三稳压管，其中：

39、所述第三稳压管的阳极与所述第二nmos管的源极电连接，所述第三稳压管的阴极与所述第二nmos管的栅极电连接。

40、进一步的，所述功率子电路还包括第七电阻，其中：

41、所述第七电阻的第一端与所述第二nmos管的栅极电连接，所述第七电阻的第二端与所述浮地稳压电源子电路的第一输出端电连接。

42、上述方案中，所述第三稳压管在该电路中实现了常态驱动保护和瞬态异常保护。

43、常态驱动保护：当模式切换子电路进入全导通开关模式时，所述第二npn三极管截止，辅助电源vcc经所述第七电阻对所述第二nmos管的栅极充电，所述第三稳压管将第二nmos管的栅-源电压vgs精确钳位在预设安全值（如15v），确保所述第二nmos管深度饱和的同时防止栅氧层因过压而损坏。

44、瞬态异常保护：在任何异常工况下（如控制时序不当导致所述第二npn三极管在上电初期意外截止），所述第三稳压管能立即将所述第二nmos管的vgs钳位在安全范围内，提供硬件级最后防线。

45、进一步的，所述浮地稳压电源子电路包括隔离模块、信号整流桥、第六电阻、第二稳压管和第三电容，其中：

46、所述隔离模块的第一输入端作为所述浮地稳压电源子电路的第一输入端，所述隔离模块的第二输入端作为所述浮地稳压电源子电路的第二输入端，所述隔离模块的第一输出端与所述信号整流桥的第一输入端电连接，所述隔离模块的第二输出端与所述信号整流桥的第二输入端电连接；

47、所述信号整流桥的正极输出端与所述第六电阻的第一端电连接，所述信号整流桥的负极输出端作为所述浮地稳压电源子电路的第二输出端；

48、所述第六电阻的第二端作为所述浮地稳压电源子电路的第一输出端；

49、所述第二稳压管的阴极与所述第六电阻的第二端电连接，所述第二稳压管的阳极与所述信号整流桥的负极输出端电连接；

50、所述第三电容的第一端与所述第二稳压管的阴极电连接，所述第三电容的第二端与所述第二稳压管的阳极电连接。

51、进一步的，所述隔离模块包括第一电容和第二电容，其中：

52、所述第一电容的第一端作为所述隔离模块的第一输入端，所述第一电容的第二端作为所述隔离模块的第一输出端；

53、所述第二电容的第一端作为所述隔离模块的第二输入端，所述第二电容的第二端作为所述隔离模块的第二输出端。

54、上述方案通过双电容作为隔离模块从交流输入中直接取电，并以浮地方式为所述开关子电路供电，无需引入额外的隔离变压器或独立辅助电源模块，且双电容结构同时形成容性隔离屏障，使后级电路与交流侧实现电气隔离，允许输出的辅助电压参考地自由浮接至总线电压上。

55、进一步的，所述开关子电路包括隔离光耦，其中：

56、所述隔离光耦的第一引脚作为所述开关子电路的控制输入端，所述隔离光耦的第二引脚作为所述开关子电路的控制输出端，所述隔离光耦的第三引脚作为所述开关子电路的输出端，所述隔离光耦的第四引脚作为所述开关子电路的输入端。

57、上述方案中通过隔离光耦控制所述第一nmos管的导通与关断，实现了隔离光耦集电极、发射极侧与控制子电路侧的电气隔离，防止信号波动串扰而导致的误导通或误关断。且所述开关子电路还可通过多种方式来实现开关功能，包括但不限于rc延迟网络、电压检测触发和微控制器控制，实现了开关控制的灵活应用。

58、本发明还提供了一种自供电双模复用型浪涌抑制系统，包括所述自供电双模复用型浪涌抑制电路、交流电源和负载；

59、所述交流电源的l线与所述自供电双模复用型浪涌抑制电路的所述功率整流桥的第一输入端电连接，所述交流电源的n线与所述自供电双模复用型浪涌抑制电路的所述功率整流桥的第二输入端电连接；

60、所述负载与所述自供电双模复用型浪涌抑制电路的所述功率子电路的正极输出端电连接。

61、本发明通过在交流上电后，所述浮地稳压电源子电路产生辅助电压，所述模式切换子电路还未被所述控制子电路控制，从而进入浪涌抑制模式，交流上电的同时，交流电经过所述功率整流桥转换成直流电，所述功率子电路产生总线电压，当总线电压逐渐上升至预设阈值时，所述控制子电路控制所述开关子电路导通，从而使辅助电压输入至所述模式切换子电路，所述模式切换子电路进入全导通开关模式，进而使所述功率子电路高效稳态导通，实现了利用模式切换子电路的两种模式，同时实现浪涌抑制和全导通功能，无需引入额外的器件和电路，因此电路简单，可以有效避免因电路复杂而导致的故障点多，难以排查的问题发生，提高了低导通损耗型浪涌抑制电路的稳定性。