开关节点自平衡的瞬态叠相DC-DC转换器及转换方法

本发明属于电压转换，具体涉及一种开关节点自平衡的瞬态叠相dc-dc转换器及转换方法。

背景技术：

1、随着半导体工艺持续向7nm、5nm及更先进制程迭代，cpu、gpu、fpga、高端soc及网络交换芯片等核心运算处理芯片的内核工作电压持续降低，现阶段主流处理器内核额定供电电压普遍降至0.8v~1.1v区间，其中1v为工业界标准化内核供电节点。与此同时，服务器主板、台式机整机、工业工控设备、车载智能终端、边缘计算盒子等硬件系统均采用12v作为系统一级母线输入电压，整机电源架构统一为高压母线集中供电、板载多级降压二次供电模式，因此12v直流母线直接降压至1v低压大电流输出成为当前电源系统中必不可少的电源转换环节。

2、传统单相同步buck降压拓扑面对12v转1v的大压差工况，存在难以解决的技术短板：其一，在极限低占空比工作条件下，上管mos管开通时间过短，现有控制器最小导通时间存在物理极限，极易出现脉冲丢失、输出电压失控问题；其二，单相同步buck电感纹波电流大，低压输出端纹波电压难以抑制，无法满足芯片内核超低纹波供电需求；其三，单路mos管需要承受极高的电压应力与开关应力，器件发热集中，单路输出电流上限受限，无法支撑服务器、高端显卡所需的超大电流输出。

3、为了满足处理器对电源管理芯片的要求，现阶段高转换比、输出大电流降压dc-dc转换器朝着多相混合拓扑方向发展。近年来对于12v转1v的应用场景的研究，学术界提出了飞跨电容交叉耦合的两相三电平变换器(2-phase3-level with x-cfly，2p3l)、双极降压变换器(double step-down，dsd)、飞跨电容交叉连接变换器(flying capacitor cross-connected，ccc)等新型拓扑，然而这些拓扑在一些应用场景下依然存在问题。

4、dsd存在以下问题：

5、无法实现两相叠相的工作状态，瞬态切换下冲严重且恢复时间长；

6、无法正确检测zcd，轻载下fccm模式，功耗损失严重。

7、ccc存在以下问题：

8、片外飞跨电容的偏差会导致其上电压存在失调；

9、无法正确检测zcd，轻载下fccm模式，功耗损失严重。

10、此外，常见混合拓扑如基本三电平电路、dsd、两相三电平电路等，需要对飞跨电容做vcf电压校准，如果飞跨电容电压偏离输入电压的1/2会导致两相或两周期内开关节点电压的不平衡，在输出电压上表现为大小波，这增加了输出电压的纹波。

技术实现思路

1、为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种开关节点自平衡的瞬态叠相dc-dc转换器及转换方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

2、第一方面，本发明提供了一种开关节点自平衡的瞬态叠相dc-dc转换器，包括：

3、功率变换主电路和控制电路；

4、所述功率变换主电路包括：第一功率晶体管a1、第二功率晶体管a2、第三功率晶体管a3、第四功率晶体管b1、第五功率晶体管b2、第六功率晶体管b3、飞跨电容cf1、飞跨电容cf2、电感l1和电感l2；

5、所述第一功率晶体管a1的源端接输入地gnd，漏端与第二功率晶体管a2的源端、飞跨电容cf1的一端、电感l1的一端连接，构成开关节点swa；

6、所述第二功率晶体管a2的漏端与第五功率晶体管b2的漏端、飞跨电容cf2的一端连接，构成开关节点swd；

7、所述第三功率晶体管a3的源端与飞跨电容cf1另一端、第六功率晶体管b3的漏端连接，构成开关节点swc，漏端接输入电压vin；

8、所述第四功率晶体管b1的源端接输入地gnd，漏端与第五功率晶体管b2的源端、第六功率晶体管b3的源端、电感l2的一端连接，构成开关节点swb；

9、所述飞跨电容cf2的另一端接输入地gnd；

10、电感l1串联直流等效电阻rdcr1，电感l2串联直流等效电阻rdcr2，rdcr1与rdcr2的另一端相连形成输出电压节点vo；

11、所述控制电路采用v2acot架构，包括误差放大器ea、rc滤波电路、多输入跨导器gm、开通比较器、acot ton产生电路、逻辑电路与栅极驱动电路；

12、所述误差放大器ea根据输出电压节点vo对应的输出反馈电压vfb和带隙基准vref输出控制电压vc；

13、所述rc滤波电路分别从开关节点swa、swb采样得到电感电流采样信号rsenil1、rsenil2进行纹波补偿；

14、多输入跨导器gm将vfb、vref、vc、rsenil1、rsenil2转换为电流并叠加，经比较器生成开通控制信号；

15、acot ton产生电路基于l1、l2的dcr采样，根据开通控制信号经过分频处理后的信号，生成自适应的恒定导通时间ton，以实现两相均流；

16、逻辑电路根据开通控制信号、负载工况和恒定导通时间输出驱动逻辑；

17、栅极驱动电路与功率变换主电路中的六个功率晶体管的栅极连接，根据驱动逻辑驱动六个功率晶体管的工作状态，控制瞬态叠相dc-dc转换器在相应的工作模式下工作，以输出稳定的转换电压。

18、在本发明的一个实施例中，功率变换主电路中的六个功率晶体管组合形成九种开关状态s1～s9；各开关状态对应的导通逻辑包括：

19、开关状态s1：a2、a3、b1导通，a1、b2、b3关断，cf1充电、cf2先充电后放电，l1两路分流、l2经b1续流放电；

20、开关状态s2：a1、b1导通，a2、a3、b2、b3关断，cf1、cf2电压保持，l1、l2分别经a1、b1对地续流；

21、开关状态s3：a1、b2、b3导通，a2、a3、b1关断，cf1先为cf2充电并共同向l2供电，l1经a1对地续流；

22、开关状态s4：a2、a3、b2导通，a1、b1、b3关断，cf1充电、cf2放电，swa与swb等电位，l2由cf2供电，实现两相叠相；

23、开关状态s5：仅a1导通，a2、a3、b1、b2、b3关断，l1对地续流，l2无电流；

24、开关状态s6：仅b1导通，a1、a2、a3、b2、b3关断，l2对地续流，l1无电流；

25、开关状态s7：六个功率晶体管全部关断，l1、l2电流归零，负载由输出电容co续流；

26、开关状态s8：a2、a3导通，a1、b1、b2、b3关断，cf1充电、cf2放电，仅l1有分流电流，l2无电流；

27、开关状态s9：仅b2导通，a1、a2、a3、b1、b3关断，cf2放电向l2供电，l1无电流。

28、在本发明的一个实施例中，瞬态叠相dc-dc转换器的工作模式，包括：

29、ccm连续导通模式、trans瞬态增强模式、light dcm浅断续导通模式和deep dcm深断续导通模式；

30、所述ccm连续导通模式的工作周期内相应的开关状态依次为：

31、s1、s2、s3、s2；

32、所述trans瞬态增强模式的工作周期内相应的开关状态依次为：

33、激活s4，检测到瞬态增强信号时打断任意现有开关状态，实现两相电感叠相补电；

34、所述light dcm浅断续导通模式的工作周期内相应的开关状态依次为：

35、s1、s2、s5、s3、s2、s6；

36、所述deep dcm深断续导通模式的工作周期内相应的开关状态依次为：

37、s8、s5、s7、s3、s9、s6、s7。

38、在本发明的一个实施例中，在所述deep dcm深断续导通模式中，在稳态下cf1与cf2存在失调电压，失调电压由固定时长、ton、b2的导通电阻rb2、b3的导通电阻rb3、电感的电感值l、输入电压vin、输出电压vout共同决定；其中，为deep dcm深断续导通模式中开关状态s3的工作时长。

39、在本发明的一个实施例中，瞬态叠相dc-dc转换器还包括单边采样双边zcd检测模块；所述单边采样双边zcd检测模块，包括：

40、swb采样比较支路、电容存储支路、逻辑屏蔽支路；

41、所述swb采样比较支路对开关节点swb进行单端采样生成zcdb过零信号；

42、所述电容存储支路通过两路电容c1、c2存储l2电流导通时长对应的电压vsave1、vsave2作为电容存储电压；

43、所述逻辑屏蔽支路基于hsona、pwm2分频生成屏蔽信号shield1_1、shield1_2、shield2_1、shield2_2，结合电容存储电压分时触发zcda_1、zcda_2，再经屏蔽信号zcda_pass1、zcda_pass2做与、或逻辑运算输出适配a1、a2和a3的zcda双边过零信号。

44、在本发明的一个实施例中，单边采样双边zcd检测模块具备模式自适应屏蔽功能，当所述瞬态叠相dc-dc转换器处于ccm连续导通模式时，电感电流持续大于零，zcdb过零信号消失，屏蔽信号zcda_pass1、zcda_pass2完全关断，禁止zcda双边过零信号误触发；所述瞬态叠相dc-dc转换器在启动阶段、light dcm浅断续导通模式和deep dcm深断续导通模式下可正常输出zcda双边过零信号和zcdb过零信号。

45、在本发明的一个实施例中，瞬态叠相dc-dc转换器在trans瞬态增强模式下的开关状态s4为两相叠相工作状态，swa与swb的电位均为vin/2，cf1持续充电、cf2同步向l1、l2两路电感同时输送能量。

46、在本发明的一个实施例中，瞬态叠相dc-dc转换器在ccm连续导通模式稳态工作时，开关节点swa、swb的电压自动均衡至vcf2；deep dcm模式下cf2存在失调电压，轻重载瞬态切换至ccm连续导通模式后，开关节点swa、swb的电压自动重新平衡，电压恢复至vcf2。

47、第二方面，本发明提供了一种开关节点自平衡的瞬态叠相dc-dc转换方法，应用于如第一方面所述的开关节点自平衡的瞬态叠相dc-dc转换器中，瞬态叠相dc-dc转换方法，包括：

48、功率变换主电路在控制电路的控制下在输出电压节点vo输出稳定的转换电压；

49、利用控制电路根据转换电压对应的输出反馈电压和参考电压得到输出反馈电压的纹波，作为电压快环信号；

50、在电压快环信号的纹波上叠加由开关节点swa、swb滤波得到的补偿纹波，生成纹波补偿后的输出反馈电压的纹波；

51、利用误差放大器ea根据输出反馈电压和参考电压得到控制电压vc，作为电压慢环信号；

52、当纹波补偿后的输出反馈电压的纹波下降触碰到电压慢环信号，生成开通控制信号；

53、对开通控制信号进行分频处理，结合两相均流环的箝位，生成自适应的恒定导通时间；

54、根据开通控制信号、负载工况和恒定导通时间生成驱动逻辑，驱动功率变换主电路中六个功率晶体管的工作状态，以使得瞬态叠相dc-dc转换器在相应的工作模式下工作，输出稳定的转换电压。

55、本发明的有益效果：

56、本发明所提供的方案中，ccm稳态下开关节点swa与swb电压自平衡，通过acot ton产生电路实现两相均流，使飞跨电容周期充放电电荷自动抵消，无需引入额外的电压校准环路；本发明在负载突升时两相电感同步向输出补电，输出电压跌落幅度小、恢复速度快，大幅提升了瞬态响应能力，进一步地，本发明引入了单边采样双边zcd检测模块进行依托单边采样双边zcd检测，从而消除了飞跨电容对zcd采样的干扰，转换器轻载可稳定运行在light dcm浅断续导通模式和deep dcm深断续导通模式，避免fccm电感回流损耗，显著提升轻载能效。本发明在deep dcm深断续导通模式中通过固定时长的开关状态s3以进行电荷补偿，可将电容电压失调控制在安全区间，无电荷累积崩溃风险。此外，本发明通过多相分流降低单路器件开关/导通应力，减小电感纹波电流，解决传统单相同步buck最小导通时间受限、输出电流上限低、纹波过大的问题。