一种低电感电流Boost变换器及其右半平面零点消除方法

本发明属于电力电子变换与开关电源，具体涉及一种低电感电流boost变换器及其右半平面零点消除方法。

背景技术：

1、本发明涉及电力电子变换及开关电源技术领域，具体涉及升压型直流变换器（boost direct-current converter）。随着便携式电子设备、显示装置、固态存储设备及功率放大器等负载的发展，通常需要将usb接口提供的5v电压或者锂电池提供的较低且随荷电状态变化的直流电压，转换为幅值较高且稳定的输出电压。受设备小型化、轻量化及快速负载变化等应用需求影响，boost变换器不仅需要具有较高的转换效率和较宽的电压变换范围，还需要兼顾较高功率密度和较快瞬态响应。

2、传统boost变换器主要由功率电感、功率开关管、整流器件及输出滤波电容构成。在功率开关管导通期间，输入电源向功率电感储存能量，功率电感与输出端之间的能量传递路径暂时断开，负载主要由输出滤波电容供电；在功率开关管关断期间，输入电源和功率电感共同向输出端供能。该先储能、后释放能量的工作方式，使占空比增大后输出端获得的能量不会立即增加，反而可能在短时间内减少，由此在控制到输出电压传递函数中形成右半平面零点（right-half-plane zero，rhp zero）。

3、右半平面零点使传统boost变换器呈现非最小相位特性。为避免控制环路发生振荡，环路交越频率通常需要显著低于右半平面零点频率，因而限制了控制带宽。当负载电流突然增大时，输出滤波电容需要在较长时间内独立承担负载供电，容易造成较大的输出电压跌落及较长的恢复时间，难以满足处理器、功率放大器等动态负载对快速电源响应的要求。

4、另一方面，传统boost变换器的全部输入电流均流经功率电感，电感电流的直流分量较大。功率电感的直流电阻（direct-current resistance，dcr）会产生明显的导通损耗，并引起器件温升。降低dcr通常需要增加绕组导体截面积、增大磁芯尺寸或者采用更高成本的磁性材料，导致功率电感体积、重量和成本增加；而采用小型化电感又容易因dcr增大、磁芯饱和及温升上升而降低转换效率和运行可靠性。因此，传统拓扑中电感损耗与功率密度之间存在较为突出的折衷关系。

5、为降低电感直流电流，现有技术提出了混合型、开关电容型或双功率路径升压拓扑，通过飞电容或附加功率支路传输部分输入功率，从而减少流经功率电感的功率比例。然而，部分拓扑仅改变了功率分配方式，未改变功率电感在部分开关阶段与输出端断开的能量传递关系，因而仍然存在右半平面零点，控制带宽和瞬态响应改善有限。

6、另一些现有方案通过增加续流支路、耦合电感或多个有源开关，使功率电感在更多开关状态下向输出端供能，以削弱或者消除右半平面零点。但是，此类方案通常需要增加功率器件数量、驱动电路及开关状态组合，不仅提高电路结构和控制时序的复杂度，还可能增加器件电压应力、导通路径损耗及寄生参数影响。特别是在mhz级高频工作条件下，附加功率开关若仍采用硬开关方式，其开通损耗和关断损耗可能明显增加，从而抵消降低电感导通损耗所带来的效率收益。

技术实现思路

1、本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种低电感电流boost变换器及其右半平面零点消除方法，在维持升压变换功能的同时，使功率电感在整个开关周期内保持向输出端传递能量，降低电感承担的直流电流，并改善特定功率开关的导通条件，用于解决传统boost变换器存在右半平面零点、控制环路带宽受限、电感直流电流及dcr损耗较大，以及现有混合升压拓扑难以同时兼顾低电感电流、快速瞬态响应和高频开关效率的技术问题。

2、本发明采用以下技术方案：

3、一种低电感电流boost变换器，包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、第一飞电容cf1、第二飞电容cf2、功率电感l和输出滤波电容co；

4、所述功率电感l的一端连接系统输入端vin，另一端连接节点sw；所述第一开关管s1的一端连接所述系统输入端vin，另一端连接节点vi1；所述第二开关管s2的一端连接所述节点vi1，另一端连接输出端vo；所述第一飞电容cf1跨接在所述节点vi1与节点sw之间；所述第三开关管s3的一端连接所述节点sw，另一端连接节点vi2；所述第二飞电容cf2跨接在所述输出端vo与节点vi2之间；所述第四开关管s4的一端连接所述节点vi2，另一端连接地；所述输出滤波电容co跨接在所述输出端vo与系统地之间；

5、所述第四开关管s4与第二飞电容cf2构成续流通路；在第一工作相位，所述第一开关管s1与第三开关管s3导通，第二开关管s2与第四开关管s4断开；在第二工作相位，所述第二开关管s2与第四开关管s4导通，第一开关管s1与第三开关管s3断开，使所述功率电感l向输出端vo的能量传递在整个开关周期内保持连续。

6、进一步的，所述第一工作相位的持续时间为dtsw，所述第二工作相位的持续时间为(1-d)tsw；其中，d为占空比，tsw为开关周期。

7、进一步的，在所述第一工作相位，所述第一飞电容cf1被充电，所述第二飞电容cf2被放电，所述功率电感l左侧电压为vin，右侧电压为vo-vcf2，所述功率电感l被充电，电感电流呈上升趋势。

8、进一步的，在所述第二工作相位，所述第一飞电容cf1被放电，所述第二飞电容cf2被充电至vo，所述功率电感l左侧电压为vin，右侧电压为vo-vcf1，所述功率电感l被放电，电感电流呈下降趋势。

9、进一步的，所述续流通路使所述功率电感l的电流在所述第一工作相位连续流向所述输出端vo。

10、进一步的，所述第二飞电容cf2在放电阶段释放电荷并改变节点vi2的电压，所述节点vi2在所述第四开关管s4导通之前的电压为所述第四开关管s4的漏源电压vds4。

11、进一步的，所述第四开关管s4导通之前的漏源电压vds4小于等于50mv。

12、进一步的，所述第二飞电容cf2的容值大于所述第一飞电容cf1和输出滤波电容co的容值，且cf2=kco=kcf1；其中，k为比例系数。

13、进一步的，所述电容比例系数k=4.7，所述第二飞电容cf2=22μf，所述输出滤波电容co和所述第一飞电容cf1的容值均为4.7μf。

14、本发明的另一技术方案是，一种消除boost变换器右半平面零点的方法，包括以下步骤：

15、在boost变换器中设置由第四开关管s4与第二飞电容cf2构成的续流通路；

16、在第一工作相位，控制第一开关管s1与第三开关管s3导通，并控制第二开关管s2与第四开关管s4断开，使功率电感l的电流在所述第一工作相位保持向输出端vo传递；

17、在第二工作相位，控制所述第二开关管s2与第四开关管s4导通，并控制所述第一开关管s1与第三开关管s3断开；

18、使所述第一工作相位和第二工作相位交替执行，以使所述功率电感l向输出端vo的能量传递在整个开关周期内保持连续。

19、与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：

20、一种低电感电流boost变换器，通过第一至第四开关管s1~s4、第一飞电容cf1、第二飞电容cf2、功率电感l及输出滤波电容co构成双功率路径，使输入功率不再全部经功率电感l传递至输出端，而是由电感支路和飞电容支路共同承担，从而降低功率电感l的直流电流。相较于传统boost变换器，本发明的电感电流直流量恒定减小io，可直接减小功率电感dcr引起的导通损耗，降低系统对高dcr小体积电感的敏感性，有利于减小磁性器件体积并提高功率密度。同时，将第四开关管s4与第二飞电容cf2构成的续流通路纳入核心拓扑，并配合φ1、φ2两个工作相位，使功率电感l在原本的储能阶段仍能持续向输出端传递能量，避免传统boost变换器中因电感与输出端阶段性断开而形成的非最小相位响应，从功率级能量传递机理上消除右半平面零点并引入左半平面零点。突破右半平面零点对控制环路带宽的限制，提高负载突变时的瞬态响应速度，兼顾低电感电流、低导通损耗和高功率密度，实现低电感电流与无右半平面零点两项性能的协同改善。

21、进一步的，以dtsw和(1-d)tsw划分两个工作相位，使各开关状态按占空比周期性交替，为功率电感及飞电容的充放电提供确定时序，同时能够利用占空比d实现boost变换器的电压调节。

22、进一步的，在第一工作相位控制s1、s3导通，同时使电感电流上升和cf2放电。续流通路使功率电感在储能阶段仍能够向输出端供能，避免传统boost变换器储能阶段输出端主要依赖滤波电容供电，为消除右半平面零点提供条件。

23、进一步的，在第二工作相位控制s2、s4导通，功率电感和cf1释放能量，同时cf2恢复储能状态，使两个飞电容与功率电感能够按照两个工作相位循环运行，维持变换器稳态能量平衡。

24、进一步的，明确功率电感电流在φ1阶段仍连续流向输出端，使占空比增大时不会出现传统boost变换器中“电感储能增加而输出端瞬时获得能量减少”的能量响应关系，从而消除右半平面零点并提高控制环路带宽。

25、进一步的，利用cf2的放电过程改变节点vi2电位，并使该节点电压对应s4导通前的漏源电压，使续流电容同时参与s4开通条件的形成，无需单独增加复杂的辅助软开关支路。

26、进一步的，将s4导通前的漏源电压vds4限定为不大于50mv，使s4在漏源电压极低的条件下导通，形成准零电压开关。能够减小开通过程中的电压、电流重叠，降低mhz级高频运行时的硬开关损耗，提高变换器整体转换效率。

27、进一步的，通过使cf2的容值大于cf1和co，并满足cf2=kco=kcf1，增强cf2在负载瞬态期间向输出端供能的能力，同时利用电容比例调整控制至输出电压传递函数的零点位置。使系统零点由右半平面向左半平面移动，提高动态响应能力。

28、进一步的，通过将比例系数k具体设为4.7，并将设为22μf、和均设为4.7μf，为电容比例配置提供明确实施参数。兼顾cf2的瞬态储能能力及零点位置调整需求，形成左半平面零点，并为原型电路的参数选型和性能实现提供具体依据。

29、一种消除boost变换器右半平面零点的方法，通过在第一工作相位控制第一开关管s1和第三开关管s3导通、第二开关管s2和第四开关管s4断开，并在第二工作相位控制第二开关管s2和第四开关管s4导通、第一开关管s1和第三开关管s3断开，使两个工作相位分别按照和周期性交替执行，使第一飞电容cf1、第二飞电容cf2及功率电感l按照既定时序完成充放电和能量传递，使双功率路径及由s4、cf2构成的续流通路稳定参与变换过程，同时能够通过调节占空比d实现输出电压调节。两个工作相位的互补切换使功率电感l在第一工作相位储能时仍能够经续流通路向输出端传递能量，从而避免传统boost变换器在储能阶段中断电感向输出端供能的工作状态，使功率电感在整个开关周期内保持连续能量传递。由此可从功率级能量传递机理上消除右半平面零点，减小其对控制环路带宽的限制，提高负载变化时的瞬态响应速度；同时，双功率路径还能够分担电感支路的功率，降低电感直流电流及相应dcr损耗，使该方法兼具改善动态性能和降低导通损耗的作用。

30、综上所述，本发明利用双功率路径降低电感直流电流及dcr损耗，通过s4与cf2构成续流通路，使电感在整个开关周期内持续向输出端供能，消除右半平面零点；同时借助cf2的充放电特性实现s4准零电压开通，兼顾快速瞬态响应、高功率密度及高频转换效率。

31、下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。