新能源开关电源电磁兼容干扰主动抑制方法与流程

本发明涉及开关电源电磁兼容，具体涉及新能源开关电源电磁兼容干扰主动抑制方法。

背景技术：

1、新能源开关电源以碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管、氮化镓高电子迁移率晶体管等宽禁带器件替代传统硅器件后，开关跃变的电压变化率由每纳秒数伏提升至每纳秒数十伏，功率密度与变换效率随之提高，但开关跃变所激发的传导电磁干扰同步加剧。传导干扰能否在150khz至30mhz全频段满足对应的电磁兼容限值，已成为新能源开关电源能否取得市场准入的决定性环节。

2、现有的抑制手段可归为三类。第一类是无源滤波，即在电源输入端串接共模扼流圈并跨接x电容与y电容，构成两级乃至三级衰减网络。第二类是有源电磁干扰滤波，即在电力导体上设置感测支路与注入支路，由运算放大器构成的宽带通路检出干扰电压或干扰电流后，向电力导体回注一个反相的消除信号，代表性方案见于公告号为cn108696117b的中国发明专利与公开号为us6775157b2的美国专利。第三类是源端调制，即对开关控制信号本身施加处理，包括开关频率抖动扩频、逐周期确定性变频，代表性方案见于公开号为us8963527b2的美国专利与公开号为wo2001020822a1的国际申请；以及降低栅极驱动强度以放缓开关跃变的缓变栅极驱动。近年出现的预测式有源滤波方案，见于公开号为us11621628b2的美国专利，改用离散时间模型在线预测纹波并前馈合成抵消信号，再经注入变压器送入线路滤波器。

3、上述三类手段在新能源开关电源上均遭遇难以回避的物理限制。

4、对于无源滤波，共模扼流圈的绕组间寄生电容与y电容的等效串联电感在数兆赫兹以上形成旁通支路，使滤波器的实际衰减能力自6mhz至10mhz起明显回落。而宽禁带器件的开关跃变时间已缩短至20ns量级，其频谱的第一转折频率上移至15mhz以上，干扰能量恰好集中于无源滤波器失效的频段。继续增大磁性元件体积不但与新能源开关电源的功率密度目标相悖，其自身的寄生参数亦随体积增大而增大，收益呈现饱和。

5、对于有源电磁干扰滤波，其抑制深度受限于注入通路的增益带宽积。该类方案本质上是一个宽带负反馈或宽带前馈环路，为保证环路在整个工作频段内稳定，环路增益必须随频率上升而下降，因而在150khz至2mhz区间可获得20db上下的衰减，而在8mhz以上衰减能力趋近于零。更为关键的是，注入通路的复增益取决于电源输入端的等效阻抗，而车辆线束、工业配电柜与消费电子供电环境的等效阻抗与实验室线路阻抗稳定网络相差甚远，导致在实验室调定的抵消参数在实际装车或装机后大幅失配，甚至由抵消转为叠加。

6、对于源端调制，开关频率抖动扩频与逐周期确定性变频均属能量再分配，其原理是把原本集中于单根谱线的能量展宽至若干倍测量分辨带宽内，从而降低接收机读数。该类方案在高次谐波处有效，因为谱线的绝对展宽量与谐波次数成正比；但在150khz至1mhz的低次谐波处，绝对展宽量小于接收机9khz的分辨带宽，读数几乎不变。缓变栅极驱动确实能降低高频段干扰，但开关损耗与跃变时间成正比，在3.3kw等级的双向直流变换器上将跃变时间放缓至2.6倍，开关损耗自54w增至141w，变换效率下降2.4个百分点以上，这在以效率为核心指标的新能源开关电源中不可接受。

7、进一步深究，上述三类手段之所以各自受限，根源在于两个尚未被现有技术触及的机理层矛盾。

8、其一，现有的抵消类方案均把传导干扰当作宽带噪声处理，据此不得不构建一条宽带通路来实现反相抵消，于是抑制带宽与环路稳定裕度相互制约，注入通路的复增益一旦随负载阻抗漂移便无从修正。然而开关电源的传导干扰并非宽带噪声：它是由开关跃变周期性重复所产生的、与开关时钟严格相位锁定的梳状谱，每一根谱线的幅度与相位在稳态下均为确定量。现有技术采用的电磁干扰接收机以及基于均方根检波的采样电路只能给出各谱线的幅度而丢弃其相位，这一信息损失使得干扰的相干本质无法被利用，抵消只能退化为宽带跟踪。

9、其二，新能源开关电源在数十兆赫兹处普遍存在由功率回路寄生电感与开关管输出电容构成的欠阻尼谐振，该谐振被每一次开关跃变激励，形成叠加在梳状谱之上的宽包络峰。该峰的能量来自跃变瞬间注入寄生环路的储能，与跃变的时间结构直接相关，而与传播路径上的滤波无关。因此无论是无源滤波还是电力导体上的有源注入，都只能在传播路径上衰减该峰，而无法削弱其激励。缓变栅极驱动虽能削弱激励，却以开关损耗为代价。现有技术中，电磁兼容性与变换效率在该谐振峰上呈现直接对立，尚无在不增加开关损耗的前提下削弱谐振激励的手段。

10、综上，现有技术面临的核心技术问题可归结为：开关电源传导干扰在低频段表现为与开关时钟相位锁定的相干梳状谱、在高频段表现为由跃变瞬态激励的寄生谐振包络峰，二者的物理成因、可控变量与代价函数完全不同，而现有抑制手段均以单一的宽带传播路径衰减或单一的源端能量展宽去应对二者，导致低频段抵消深度受注入通路增益带宽积制约、高频段谐振峰抑制与变换效率直接对立，全频段电磁兼容裕量与效率无法同时优化。

技术实现思路

1、针对上述问题，本发明提出新能源开关电源电磁兼容干扰主动抑制方法。本发明的构思在于：既然传导干扰的低频梳状谱与开关时钟相位锁定，就应当以开关时钟为相干基准把每一根谱线的复矢量测量出来，进而对每一根目标谱线单独合成一个频率固定、幅度与相位均经过精确计算的正弦分量去抵消它。由于每一个注入分量都是单一频率的稳态正弦量，注入通路在该单一频点处的复增益可以被在线测出并精确预补偿，抵消深度不再受宽带环路的增益带宽积与稳定裕度制约，这就从根本上绕开了现有有源滤波的带宽瓶颈。既然高频谐振峰的能量来自开关跃变对寄生环路的激励，而同一桥臂内第一开关管的关断与第二开关管的导通会先后两次激励同一个寄生环路，且二者的时间间隔恰好就是死区时间这一本来就存在、并且在效率最优点附近有较宽平坦区间的可调量，就应当把死区时间整定到使两串阻尼振铃在谐振频点处反相叠加的取值上，用一次激励去抵消另一次激励，从而在几乎不改变开关损耗的前提下削弱谐振峰。两个抑制自由度分别对应两类物理成因，互不替代；而死区时间的改变会引起等效占空比的改变，进而改变低频梳状谱各次分量的幅度与相位，因此必须以前馈方式把这一交叉耦合修正掉，否则两个自由度会相互破坏。

2、本发明的方法包括如下步骤。

3、第一步，以开关电源的开关时钟为相干基准同步采集传导干扰信号，得到各次开关谐波分量的复矢量，并识别干扰频谱中由寄生参数谐振形成的峰值频点。

4、第二步，对选定的目标谐波次数，由该次开关谐波分量的复矢量与注入通路在该次谐波频率处的复增益，确定在注入点处与该次开关谐波分量等幅反相的正弦分量的幅度与相位，将各正弦分量求和后经注入通路注入开关电源输入端。

5、第三步，依据峰值频点确定同一桥臂中第一开关管关断与第二开关管导通之间的死区时间，使第一开关管关断所激励的阻尼振铃与第二开关管导通所激励的阻尼振铃在峰值频点处反相叠加。

6、第四步，以死区时间的改变量所引起的等效占空比变化量，前馈修正各次开关谐波分量的复矢量。

7、第五步，依据重新采集所得的复矢量，迭代更新各正弦分量的幅度与相位以及死区时间，直至各频点干扰幅度低于预设限值。

8、本发明的有益效果如下。

9、第一，以开关时钟为相干基准的同步累加使各次开关谐波分量的相位成为可测量，相干分量随累加周期数线性增长而非相干背景按累加周期数的平方根增长，相位测量的信噪比随之提升；在取64时，相位测量的标准差由未累加时的11.4度降至1.4度，为逐谐波等幅反相抵消提供了必要的精度基础。

10、第二，逐谐波复矢量同步注入把宽带抵消退化为若干个单频点的矢量置零，注入通路在每一个目标频点处的复增益由在线辨识给出并被精确预补偿，单根目标谱线的抵消深度达到26db，低频段峰值电平由84.6dbμv降至58.6dbμv，改善26.0db，明显优于线路注入式有源滤波在同一工况下21.0db的改善量，且该改善不随注入频点上移而衰减。

11、第三，死区时间谐振配相以本来就存在的死区时间为控制量削弱谐振激励，在车载3.3kw双向直流变换器工况下将死区时间由按效率整定的40.0ns调整为19.5ns，寄生谐振峰由68.8dbμv降至57.5dbμv，而体二极管续流损耗仅变化0.42w，变换效率由97.190%变为97.124%，仅下降0.067个百分点；作为对照，缓变栅极驱动在取得18.7db谐振峰改善的同时使效率下降2.429个百分点。

12、第四，以死区时间与两串阻尼振铃幅度比为二维寻优变量、以全频段最小裕量最大化为目标的整定，取得了一个反直觉的结果：最优死区时间并非使谐振峰下降最多的谐振零点精确对准解，最优幅度比亦非两串振铃完全配平的取值，而分别落在区间内部。在实施例1中，谐振零点精确对准解虽使谐振峰下降18.0db，却因抬高12mhz至16mhz频段而使全频段最小裕量仅为-4.6db；二维寻优解使谐振峰仅下降11.3db，全频段最小裕量却达到+1.3db，两者相差6.0db。

13、第五，两个抑制自由度之间存在非线性协同。单独施加逐谐波注入使全频段最小裕量提升8.6db，单独施加死区配相与幅度寻优使最小裕量提升0.0db，二者叠加后提升18.1db，超过两者单独作用之和的两倍。其成因在于全频段最小裕量由最差的那一个频点决定，只有当低频段与高频段的短板被同时抬升时，最小裕量才会真正上移。

14、第六，交叉耦合前馈修正消解了两个自由度相互破坏的隐患。死区时间每变化1ns，在100khz开关频率下引起等效占空比变化0.01%，第100次谐波的相位随之平移1.8度；实施例1中死区时间自40.0ns调整至19.5ns，若不加修正，第100次谐波的相位误差将达到36.9度，其抵消深度将由26db退化至4.0db，即抵消几乎完全失效。以前馈方式在施加死区时间的同时完成修正，既恢复了抵消深度，又避免了等待下一轮测量所带来的收敛迟滞。

15、第七，方法在三类应用场景下均取得合规。车载场景按cispr25class5限值模板，全频段最小裕量由-16.8db提升至+1.3db，超标频点由128个降为0个；工业场景按cispr11classb限值模板，最小裕量由-23.0db提升至+3.0db，超标频点由75个降为0个；消费电子场景按cispr32classb限值模板，最小裕量由-14.9db提升至+11.1db，超标频点由3个降为0个。闭环自第7轮迭代起进入合规，单轮耗时0.62ms，全程收敛耗时4.9ms。