一种宽负载范围串联谐振型DBD电源的谐振频率跟踪方法以及装置

本公开涉及串联谐振型dbd电源控制领域，具体而言，涉及一种宽负载范围串联谐振型dbd电源的谐振频率跟踪方法以及装置。

背景技术：

1、lc串联谐振拓扑凭借开关应力低、功率损耗小、功率密度高、电压增益大及结构简单等优势，已成为dbd电源的主流方案。对于谐振型dbd电源，严格保持其开关频率与谐振频率之间的匹配，是实现气体电离所需高压并保障系统高效运行的前提。然而，在实际工况下，受负载尺寸与数量、电气参数以及环境因素等强耦合作用的影响，系统谐振频率易发生偏移。针对这一关键挑战，开展谐振频率跟踪技术研究对于保证系统高效稳定运行具有重要意义。

2、针对谐振频率跟踪问题，已有文献提出了多种技术方案。现有技术利用谐振电流过零点与峰值点的时间间隔等于四分之一谐振周期的特性实现频率跟踪。然而，该方法需采用高带宽比较器进行过零检测，并依赖高分辨率数字控制器完成时间间隔计算，导致成本显著增加。现有技术基于谐振电感电流的总谐波畸变率在谐振频率处取最小值的特征实现跟踪。但该方法要求高性能数字控制器执行傅里叶分析运算，大幅提升了硬件成本与控制算法的复杂度。现有技术采用电流锁相环（phase-locked loop, pll）方案，由数字信号处理器直接对谐振电感电流进行高速模数转换，并结合数字过零检测与软件锁相环策略实现谐振频率跟踪。然而，该方案受制于模数转换速率及中断处理开销，传统数字信号处理器难以满足高频交流电流的实时采样与相位分辨率要求。现有技术提出最大电流点跟踪方法，依据谐振频率点处的阻抗-频率特性实现谐振频率跟踪。但在小电流工况下，受采样分辨率及噪声影响，电流最大点的定位精度显著劣化。现有技术采用自振荡机制实现谐振频率跟踪，通过捕获谐振变量的半周期信息估计谐振频率。然而，该方法同样需要对谐振电感电流进行过零检测的高带宽比较器，并依赖高分辨率数字控制器计算相邻两个过零点的时间间隔，造成成本大幅上升。

3、上述谐振频率跟踪方法均依赖于对谐振电感电流的高精度采样，由此面临若干共性问题：1）电流传感器体积庞大且损耗较高；2）高分辨率数字控制器的采用增加了硬件成本；3）dbd电源具有高电压、小电流特性，致使谐振电流幅值较低，难以基于电流采样实现理论最优跟踪精度。为克服上述不足，学术界陆续提出了多种基于电压采样的谐振频率跟踪方法。现有技术通过检测并计算llc变压器副边平均电压与输出电压之比实现谐振频率跟踪。现有技术基于llc变换器在谐振频率点处电压增益为1的特性，提出了一种简洁高效的谐振频率跟踪方法。现有技术利用cllc变换器正反向谐振频率相同的特性，提出了一种适用于cllc变换器的统一双向谐振频率跟踪方法。现有技术针对llc变换器，通过检测变压器边沿瞬时电压，提出了一种基于变压器瞬时电压的谐振频率跟踪方法。然而，上述谐振频率跟踪方法均无法应用于lc串联谐振电路。

4、因此，需要一种或多种方法解决上述问题。

5、需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。

技术实现思路

1、本公开的目的在于提供一种宽负载范围串联谐振型dbd电源的谐振频率跟踪方法以及装置，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。

2、根据本公开的一个方面，提供一种宽负载范围串联谐振型dbd电源的谐振频率跟踪方法，包括：

3、系统启动，设置开关频率初始值，将最大输出电压记录值及对应频率记录值初始化；在扫频范围内，以预设扫频步长递增开关频率，每经过一个扫频间隔采样输出电压并与最大输出电压记录值比较；若实时采样输出电压大于最大输出电压记录值，则更新最大输出电压记录值及对应频率记录值；否则保持记录值不变，直至开关频率达到预设终止频率；

4、扫频结束后，将开关频率锁定为最大输出电压记录值对应的频率记录值，使dbd负载输入电压达到气体电离阈值，实现弧光放电；

5、经过预设延迟时间后，将控制模式从扫频模式切换至最大电压点跟踪模式；将开关频率初始值设为扫频阶段记录的最大输出电压对应频率，设定初始扰动方向；

6、经过预设扰动周期后，以预设扰动步长对开关频率施加扰动，采样当前输出电压并与前一采样周期输出电压比较；若当前输出电压大于前一采样周期输出电压，保持扰动方向不变；否则反向扰动方向；

7、返回扰动施加与方向修正步骤，通过周期性扰动-比较-修正机制，持续跟踪输出电压最大值点，实现对谐振频率的实时动态跟踪。

8、在本公开的一种示例性实施例中，所述方法还包括：

9、系统初始化步骤，系统启动，将开关频率

fs的初始值设为20 khz，将已存储的最大电压

uom初始化为0，将

uom对应的开关频率

fm初始化为20 khz；

10、扫频过程中的电压采样与比较步骤，采样当前输出电压

uo，判断当前

uo是否超过已存储值

uom；若当前

uo超过

uom，则将

uom更新为当前

uo，同时将

fm更新为当前

fs；否则，保持

uom与

fm不变；

11、扫频频率递增与范围判断步骤，经过一个扫频间隔δ

t后，将开关频率

fs以2 khz的步长递增；判断

fs是否达到180 khz；若未达到，返回扫频过程中的电压采样与比较步骤继续扫频；若已达到，扫频过程结束，执行扫频结束后的频率锁定步骤；

12、扫频结束后的频率锁定步骤，扫频结束后，

uom趋近于

uo在

fs∈[20 khz, 180 khz]范围内的最大值，

fm即为该最大值对应的频率；将开关频率

fs锁定为

fm，使dbd负载的输入电压达到气体电离阈值，实现弧光放电；

13、模式切换延迟步骤，扫频完成后，延迟2s，控制模式从扫频模式切换至最大电压点跟踪模式；

14、最大电压点跟踪初始化步骤，将开关频率

fs的初始值设为

fm，初始扰动方向

dir设为1；

15、扰动施加与电压采样步骤，经过一个扰动周期δ

t_mvpt后，以扰动步长δ

fs_mvpt对

fs施加扰动，即

fs=

fs+

dir·δ

fs_mvpt；采样当前输出电压

uo(

n)；

16、扰动方向判断与修正步骤，比较

uo(

n)与

uo(

n1)；当

uo(

n)>

uo(

n1)时，表明

uo呈上升趋势，在后续扰动周期δ

t_mvpt内保持扰动方向不变，即

dir=

dir；否则，将扰动方向反向，即

dir=

dir；

17、谐振频率动态跟踪步骤，返回扰动施加与电压采样步骤，通过周期性的"扰动-比较-修正"机制，持续跟踪输出电压

uo的最大值点，实现对谐振频率

fr的实时动态跟踪。

18、在本公开的一种示例性实施例中，所述lc串联谐振电路的品质因数

q满足

q>>1；根据电压增益

m的归一化表达式：

19、

20、其中，

x =

ωs/

ωr为归一化频率，

ωs为开关角频率，

ωr为谐振角频率，

q为品质因数；当

q→ ∞时，

m(

x)由给出，当

q→ ∞时，在

x= 1处有

m→ ∞；当

q>>1时，

m(

x)的最大值点位于

x= 1附近，等价地，

m(

ωs)的最大值点位于

ωs=

ωr附近，且

q值越大，

ωr与

m(

ωs)最大值点的位置越接近。

21、在本公开的一种示例性实施例中，所述电压增益

m的最大值点分析包括：

22、当

x处于1的邻域内时，令

x= 1 +

δ，且

δ<<1，保留主导项，令

γ =

qδ，则

m(

x)的近似表达式为：

23、

24、由上式可知，

γ = 0是

m(

γ)的最大值点，因此

m(

x)的最大值点位于

γ= 0附近，此时

δ = 0，

x= 1；

25、当

x不接近1且

q>>1时，

m(

x)在

x<1时单调递增，在

x>1时单调递减；

26、综上所述，当

q>>1时，

m(

fs)的最大值点位于lc谐振频率

fs=

fr附近，其中

fr的表达式为：

27、

28、在本公开的一种示例性实施例中，所述方法中，所述系统初始化步骤至扫频结束后的频率锁定步骤的扫频过程中，所述初始频率为20 khz，所述终止频率为180 khz，所述扫频步长δ

fs为2 khz；扫频间隔为δ

t，总扫频时间

tfs的计算公式为：

29、

30、在本公开的一种示例性实施例中，所述扰动施加与电压采样步骤中，所述扰动步长δ

fs_mvpt的选取在跟踪精度与收敛速度之间进行权衡优化：若δ

fs_mvpt过小，虽可提高频率定位分辨率，但会延长暂态响应时间，降低动态跟踪效率；若δ

fs_mvpt过大，虽能加快收敛速度，但会引入稳态振荡，降低跟踪精度；

31、所述扰动周期δ

t_mvpt的选取在跟踪响应速度与系统稳定性之间取得平衡：若δ

t_mvpt过短，虽可提高跟踪灵敏度，但会导致控制变量频繁切换，加剧系统暂态波动，降低稳定性；若δ

t_mvpt过长，虽能抑制振荡、增强稳态稳定性，但会降低跟踪实时性，增加动态偏差。

32、在本公开的一种示例性实施例中，所述输出电压

uo的采样仅需保证采样电压

uo在[20 khz, 180 khz]频段内的抛物线特性曲线与

uo的形态相似，且二者最大值点的位置一致；

33、所述采样通过分压采样电阻

r1与

r2实现，所述

r1与

r2上的功率损耗如下式所示

34、。

35、在本公开的一种示例性实施例中，在所述扫频过程中，系统依次工作在强容性区、中容性区、弱容性区、弱感性区、中感性区及强感性区；在所述最大电压点跟踪过程中，系统工作在谐振频率

fr附近的弱感性区或弱容性区；

36、当工作于感性区时，电流滞后于电压，滞后的电流避免了器件关断过程中的反向恢复，从而降低电流变化率及寄生电感

lpar上的电压尖峰，进而减小开关器件的电压应力；

37、当工作于强容性区或中容性区时，

fs远离

fr，dbd负载无法发生电离，负载电流极小，导致反向恢复电流变化率d

irr/d

t极低，开关器件体二极管的反向恢复过程非常微弱，电压应力较低；

38、当工作于弱容性区时，

fs接近

fr，负载电流有效值显著增大，但由于弱容性区非常靠近谐振点，电流波形接近正弦，且电流超前电压的相位有限；在开关器件关断瞬间，电流接近其过零点而非峰值，体二极管在关断前仅承载较小的正向电流，使得关断过程中的反向恢复并不剧烈；

39、峰值电压应力

upeak的表达式为：

40、

41、为进一步降低开关器件的电压应力，采取以下措施中的至少一种：缩短印制电路板上的功率回路以减小寄生电感

lpar；优化变压器以降低漏感；适当增大栅极驱动电阻以降低反向恢复电流变化率d

irr/d

t；在开关器件的漏极与源极之间并联rcd缓冲电路或rc吸收网络以抑制关断电压尖峰。

42、在本公开的一种示例性实施例中，所述方法适用于宽负载范围的dbd负载，所述dbd负载的物理尺寸及数量配置差异导致其等效电容

c呈现显著差异，谐振频率

fr的分布范围过宽。

43、在本公开的一种示例性实施例中，所述谐振频率跟踪的跟踪精度

λ的计算公式为：

44、

45、其中，δ

θ表示谐振电流

i与变压器二次侧电压

ucd之间的相位差；在四种运行工况下，所述跟踪精度均超过98%。

46、在本公开的一个方面，提供一种宽负载范围串联谐振型dbd电源的谐振频率跟踪装置，包括：

47、扫频启动与电压比较模块，用于系统启动，设置开关频率初始值，将最大输出电压记录值及对应频率记录值初始化；在扫频范围内，以预设扫频步长递增开关频率，每经过一个扫频间隔采样输出电压并与最大输出电压记录值比较；若实时采样输出电压大于最大输出电压记录值，则更新最大输出电压记录值及对应频率记录值；否则保持记录值不变，直至开关频率达到预设终止频率；

48、谐振频率锁定模块，用于扫频结束后，将开关频率锁定为最大输出电压记录值对应的频率记录值，使dbd负载输入电压达到气体电离阈值，实现弧光放电；

49、模式切换与跟踪初始化模块，用于经过预设延迟时间后，将控制模式从扫频模式切换至最大电压点跟踪模式；将开关频率初始值设为扫频阶段记录的最大输出电压对应频率，设定初始扰动方向；

50、扰动施加与方向修正模块，用于经过预设扰动周期后，以预设扰动步长对开关频率施加扰动，采样当前输出电压并与前一采样周期输出电压比较；若当前输出电压大于前一采样周期输出电压，保持扰动方向不变；否则反向扰动方向；

51、谐振频率动态跟踪模块，用于返回扰动施加与方向修正步骤，通过周期性扰动-比较-修正机制，持续跟踪输出电压最大值点，实现对谐振频率的实时动态跟踪。

52、本公开的示例性实施例中的一种宽负载范围串联谐振型dbd电源的谐振频率跟踪方法，本发明基于高q条件下最大电压增益点与谐振频率点的对应关系，提出扫频-最大电压点跟踪（fs-mvpt）混合控制策略。启动阶段采用扫频策略将开关频率从20 khz扫频至180khz，记录最大输出电压及其对应频率并锁定；随后切换至最大电压点跟踪模式，通过周期性"扰动-比较-修正"机制动态跟踪谐振频率。该方法无需高带宽比较器及电流传感器，仅通过分压电阻采样输出电压，算法简洁、成本低、抗干扰能力强。实验表明，所提策略可使臭氧发生器dbd负载阵列（单块30 cm×15 cm至六块85 cm×60 cm）在谐振频率点稳定运行，四种工况下跟踪精度均超98%，较锁相环方法具有更高精度和更宽负载适应性。

53、应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。