一种两端子宽温浪涌抑制电路及装置的制作方法

本发明涉及电源启动电路，尤其涉及一种两端子宽温浪涌抑制电路及装置。

背景技术：

1、随着开关电源在通信设备、工业控制、汽车电子及航空航天等领域的广泛应用，电源系统对启动可靠性、环境适应性和短路耐受能力的要求日益严苛。电源启动瞬间，母线大电容的初始充电电流（即浪涌电流）可高达稳态工作电流的数倍乃至数十倍，若不加限制，可能烧毁整流桥、熔断保险丝甚至引发系统故障。为此，通常需在充电回路中串入浪涌抑制器件实现缓启动。

2、现有常见方案如下：一是ntc热敏电阻方案，但存在存在热态重启失效及特性随环境温度显著漂移的问题；二是线性恒流方案，但启动初期功率管瞬时功耗极大，且通常需要至少三个对外端子，无法直接替换两端子无源器件；现有技术提出了一种基于压差反馈的浪涌启动电路，可以实现近似恒功率控制，但恒流设定点会随温度显著漂移，全温范围内保护性能不一致；而现有温度补偿方案需要辅助电源和复杂ic，导致增加成本和故障点。故上述方案无法在可直接替换两端子无源器件的前提下实现浪涌抑制电路在全温范围内的高稳定性。

技术实现思路

1、本发明旨在提供一种两端子宽温浪涌抑制电路及装置，以解决上述技术问题，提高了浪涌抑制电路在全温范围内的稳定性。

2、为解决上述技术问题，本发明提供了一种两端子宽温浪涌抑制电路，包括第一导通子电路、第一pnp三极管、第二pnp三极管和第一稳压管；

3、所述第二pnp三极管的发射极作为电源正极接口，所述第二pnp三极管的基极与集电极电连接，所述第二pnp三极管的集电极与所述第一导通子电路的输入端电连接；

4、所述第一稳压管的阴极与所述第二pnp三极管的发射极电连接，所述第一稳压管的阳极与所述第一pnp三极管的发射极电连接；

5、所述第一pnp三极管的基极与所述第一导通子电路的反馈端电连接，所述第一pnp三极管的集电极与所述第一导通子电路的控制端电连接；

6、所述第一导通子电路的输出端作为负载正极接口；

7、在正常工作时，当所述第一pnp三极管和所述第二pnp三极管的温度发生变化，所述第一pnp三极管产生第一温漂偏差，所述第二pnp三极管产生第二温漂偏差，所述第一温漂偏差与所述第二温漂偏差大小相同但相对于所述两端子宽温浪涌抑制电路的方向相反，故所述第一温漂偏差会与所述第二温漂偏差相抵消，从而消除了温度变化对所述第一pnp三极管和所述第二pnp三极管的影响。

8、本发明通过两个三极管进行特殊连接，在正常工作时，当温度发生变化，两个三极管会产生大小相同但相对于该电路方向相反的温漂偏差，这两个温漂偏差会相互抵消，从而消除了温度变化对两个三极管的影响，故提高了浪涌抑制电路在全温范围内的稳定性。

9、进一步的，所述第一导通子电路包括第一反馈模块、pmos管、第三电阻和第四电阻，其中：

10、所述第三电阻的第一端作为所述第一导通子电路的输入端，所述第三电阻的第二端与所述pmos管的源极电连接；

11、所述pmos管的栅极作为所述第一导通子电路的控制端，所述pmos管的漏极作为所述第一导通子电路的输出端；

12、所述第四电阻的第一端与所述pmos管的栅极电连接，所述第四电阻的第二端与所述pmos管的漏极电连接；

13、所述第一反馈模块的第一端与所述pmos管的源极电连接，所述第一反馈模块的第二端作为所述第一导通子电路的反馈端，所述第一反馈模块的第三端与所述pmos管的漏极电连接。

14、需要说明的是，所述第一pnp三极管作为驱动管，所述第二pnp三极管作为补偿管；设第一稳压管的稳压值为，驱动管的vbe为，补偿管的vbe为，所述第三电阻的阻值为r1，r1两端的压差为v(r1)，驱动管导通阈值由以下电压回路决定：

15、

16、（式1）

17、其中，所述第一pnp三极管与第二pnp三极管选型相同，导通阈值温度系数相同（约-2mv/℃），温度变化时同向漂移且幅度相等：

18、

19、（式2）

20、恒流基准仅由第一稳压管电压决定：

21、

22、（式3）

23、其中，为该电路的恒流基准，即最终输出至负载正极端口的电流大小，稳压管（如1.24v稳压管）温度系数通常小于50ppm/℃，远小于三极管vbe温度系数，全温范围内恒流基准保持稳定。

24、还需要说明的是，该电路存在两个工作阶段：

25、恒流阶段，当电路正常启动或电源正极接口与负载正极接口的压差较小时，会工作于该阶段，驱动管控制pmos管栅极电压使导通电流保持恒定，两个相同型号的三极管确保恒流值不随温度变化；

26、压差减流阶段，当负载短路或重载，导致电源正极接口与负载正极接口的压差较大时，会工作于该阶段，第一反馈模块从pmos管的漏极和源极两端采样压差信号，产生反馈电位送至驱动管基极；压差增大时，反馈电位变化使驱动管导通程度改变，控制pmos管趋向关断，充电电流自动减小；电流随压差增大而减小的“压差减流”特性，使pmos管瞬时功耗被限制在安全范围内，呈现近似恒功率的抛物状功耗曲线。

27、其中，无论在恒流阶段还是压差减流阶段，补偿管的vbe与驱动管的vbe始终串联在电压回路中，温漂持续对消，全温范围内功耗限制特性高度一致；驱动管与补偿管的集电极电流可以不相等。虽然电流差异导致两管vbe绝对值存在固定差值（约几十毫伏），但vbe温度系数在宽电流范围内基本恒定，该固定差值不随温度变化，不影响补偿效果。这一特性降低了器件匹配要求，增强了工程可实现性。

28、该两端子宽温浪涌抑制电路不需要独立接地端子，内部参考电位浮动建立在所述第三电阻的低电位端，整个回路的供电与该电路两端子所接的主电路回路复用，从两端子的电压差中取电工作。

29、上述方案仅具有两个对外连接端子，在电气连接上等效于功率电阻或ntc热敏电阻，可直接替换现有两端子无源浪涌抑制器件，无需更改电路板布局，模块从两端子之间取电工作，解决了传统有源电路需要独立接地端子的难题；且通过压差反馈机制实现“压差减流”特性，短路极限工况下电流自动折返至极低水平，功率管瞬时功耗始终被限制在预设安全范围内，功耗曲线呈抛物状，从根本上解决传统恒流方案短路易烧毁的问题。

30、进一步的，所述第一反馈模块包括第一电阻和第二电阻，其中：

31、所述第一电阻的第一端作为所述第一反馈模块的第一端，所述第一电阻的第二端作为所述第一反馈模块的第二端；

32、所述第二电阻的第一端与所述第一电阻的第二端电连接，所述第二电阻的第二端作为所述第一反馈模块的第三端。

33、进一步的，所述两端子宽温浪涌抑制电路还包括第一二极管，其中：

34、所述第一二极管的阳极作为电源正极接口，所述第一二极管的阴极与所述第二pnp三极管的发射极电连接。

35、上述方案中，所述第一二极管作为防反接二极管，可以防止电路因极性接反而损坏，同时阻断处于负载正极接口的电容向电源正极接口反向放电。

36、本发明还提供了一种两端子宽温浪涌抑制电路，包括第二导通子电路、第一npn三极管、第二npn三极管和第二稳压管；

37、所述第二npn三极管的发射极作为负载正极接口，所述第二npn三极管的基极与集电极电连接，所述第二npn三极管的集电极与所述第二导通子电路的输出端电连接；

38、所述第二稳压管的阳极与所述第二npn三极管的发射极电连接，所述第二稳压管的阴极与所述第一npn三极管的发射极电连接；

39、所述第一npn三极管的基极与所述第二导通子电路的反馈端电连接，所述第一npn三极管的集电极与所述第二导通子电路的控制端电连接；

40、所述第二导通子电路的输入端作为电源正极接口；

41、在正常工作时，当所述第一npn三极管和所述第二npn三极管的温度发生变化，所述第一npn三极管产生第一温漂偏差，所述第二npn三极管产生第二温漂偏差，所述第一温漂偏差与所述第二温漂偏差大小相同但相对于所述两端子宽温浪涌抑制电路的方向相反，故所述第一温漂偏差会与所述第二温漂偏差相抵消，从而消除了温度变化对所述第一npn三极管和所述第二npn三极管的影响。

42、本发明通过两个三极管进行特殊连接，在正常工作时，当温度发生变化，两个三极管会产生大小相同但相对于该电路方向相反的温漂偏差，这两个温漂偏差会相互抵消，从而消除了温度变化对两个三极管的影响，剩余器件对于温度的敏感度非常低，故提高了浪涌抑制电路在全温范围内的稳定性。

43、进一步的，所述第二导通子电路包括第二反馈模块、nmos管、第七电阻和第八电阻，其中：

44、所述nmos管的漏极作为所述第二导通子电路的输入端，所述nmos管的栅极作为所述第二导通子电路的控制端，所述nmos管的源极与所述第七电阻的第一端电连接；

45、所述第七电阻的第二端作为所述第二导通子电路的输出端；

46、所述第八电阻的第一端与所述nmos管的漏极电连接，所述第八电阻的第二端与所述nmos管的栅极电连接；

47、所述第二反馈模块的第一端与所述nmos管的漏极电连接，所述第二反馈模块的第二端作为所述第二导通子电路的反馈端，所述第二反馈模块的第三端与所述nmos管的源极电连接。

48、需要说明的是，所述第一npn三极管作为驱动管，所述第二npn三极管作为补偿管；设第二稳压管的稳压值为，驱动管的vbe为，补偿管的vbe为，所述第三电阻的阻值为r1，r1两端的压差为v(r1)，驱动管导通阈值由以下电压回路决定：

49、

50、（式4）

51、其中，所述第一npn三极管与第二npn三极管选型相同，导通阈值温度系数相同（约-2mv/℃），温度变化时同向漂移且幅度相等：

52、

53、（式5）

54、恒流基准仅由第二稳压管电压决定：

55、

56、（式6）

57、其中，为该电路的恒流基准，即最终输出至负载正极端口的电流大小，稳压管（如1.24v稳压管）温度系数通常小于50ppm/℃，远小于三极管vbe温度系数，全温范围内恒流基准保持稳定。

58、还需要说明的是，该电路存在两个工作阶段：

59、恒流阶段，当电路正常启动或电源正极接口与负载正极接口的压差较小时，会工作于该阶段，驱动管控制nmos管栅极电压使导通电流保持恒定，两个相同型号的三极管确保恒流值不随温度变化；

60、压差减流阶段，当负载短路或重载，导致电源正极接口与负载正极接口的压差较大时，会工作于该阶段，第二反馈模块从nmos管的漏极和源极两端采样压差信号，产生反馈电位送至驱动管基极；压差增大时，反馈电位变化使驱动管导通程度改变，控制nmos管趋向关断，充电电流自动减小；电流随压差增大而减小的“压差减流”特性，使nmos管瞬时功耗被限制在安全范围内，呈现近似恒功率的抛物状功耗曲线。

61、其中，无论在恒流阶段还是压差减流阶段，补偿管的vbe与驱动管的vbe始终串联在电压回路中，温漂持续对消，全温范围内功耗限制特性高度一致；驱动管与补偿管的集电极电流可以不相等。虽然电流差异导致两管vbe绝对值存在固定差值（约几十毫伏），但vbe温度系数在宽电流范围内基本恒定，该固定差值不随温度变化，不影响补偿效果。这一特性降低了器件匹配要求，增强了工程可实现性。

62、该两端子宽温浪涌抑制电路不需要独立接地端子，内部参考电位浮动建立在所述第七电阻的低电位端，整个回路的供电与该电路两端子所接的主电路回路复用，从两端子的电压差中取电工作。

63、基于这一浮地特性，该两端子宽温浪涌抑制电路可直接应用于高端场景，当该电路串联与电源正极与负载正极之间，该电路内部参考电位会自适应浮动，在应用到外部电路中时，nmos管的源极并非固定接地，而是浮动的内部参考点，彻底消除了对高压pmos器件的依赖，显著降低了高压应用场合的器件选型难度和成本。

64、上述方案仅具有两个对外连接端子，在电气连接上等效于功率电阻或ntc热敏电阻，可直接替换现有两端子无源浪涌抑制器件，无需更改电路板布局，模块从两端子之间取电工作，解决了传统有源电路需要独立接地端子的难题；且通过压差反馈机制实现“压差减流”特性，短路极限工况下电流自动折返至极低水平，功率管瞬时功耗始终被限制在预设安全范围内，功耗曲线呈抛物状，从根本上解决传统恒流方案短路易烧毁的问题。

65、进一步的，所述第二反馈模块包括第五电阻和第六电阻，其中：

66、所述第五电阻的第一端作为所述第二反馈模块的第一端，所述第五电阻的第二端作为所述第二反馈模块的第二端；

67、所述第六电阻的第一端与所述第五电阻的第二端电连接，所述第六电阻的第二端作为所述第二反馈模块的第三端。

68、上述方案中，常规nmos管电路会在nmos管的栅极和源极之间并联一颗钳位二极管，但在该方案中可以省略该钳位二极管，因为nmos管两端压差较大时，所述第一npn三极管通过闭环反馈将nmos管栅源电压自动调节至适中电平（通常远低于20v栅氧化层击穿阈值），nmos管工作在线性区；当压差降低至不足以维持恒流时，nmos管跳出线性区进入完全导通，但此时压差已远低于安全阈值。因此，通过合理设置第五电阻、第六电阻和第七电阻等电阻参数，整个工作过程中nmos管的栅源电压始终处于安全范围内，无需额外钳位保护。

69、进一步的，所述两端子宽温浪涌抑制电路还包括第二二极管，其中：

70、所述第二二极管的阳极与所述第二npn三极管的发射极电连接，所述第二二极管的阴极作为负载正极接口。

71、上述方案中，所述第二二极管作为防反接二极管，可以防止电路因极性接反而损坏，同时阻断处于负载正极接口的电容向电源正极接口反向放电。

72、本发明还提供了一种两端子宽温浪涌抑制装置，包括壳体及设置在所述壳体内部的如权利要求4所述的两端子宽温浪涌抑制电路；所述壳体上设置有电源正极接口和负载正极接口；所述电源正极接口与所述两端子宽温浪涌抑制电路中的第一二极管的阳极电连接；所述负载正极接口与所述两端子宽温浪涌抑制电路中的第一导通子电路的输出端电连接。

73、本发明还提供了一种两端子宽温浪涌抑制装置，包括壳体及设置在所述壳体内部的如权利要求8所述的两端子宽温浪涌抑制电路；所述壳体上设置有电源正极接口和负载正极接口；所述电源正极接口与所述两端子宽温浪涌抑制电路中的第二导通子电路的输入端电连接；所述负载正极接口与所述两端子宽温浪涌抑制电路中的第二二极管的阴极电连接。

74、上述发明通过两端子宽温浪涌抑制电路中的两个三极管进行特殊连接，在正常工作时，当温度发生变化，两个三极管会产生大小相同但相对于该电路方向相反的温漂偏差，这两个温漂偏差会相互抵消，从而消除了温度变化对两个三极管的影响，故提高了浪涌抑制电路在全温范围内的稳定性。